一种柔性充电系统的前端变换器运行控制方法与流程

1.本发明涉及柔性充电系统技术领域，尤其涉及一种柔性充电系统的前端变换器运行控制方法。


背景技术：

2.afe整流/回馈单元的功能主动前端译自英文active front end。从结构上看，由于采用了igbt功率元件，所以它相当于一个逆变器，不同的是其输入为交流输出为直流，因为它位于电源进线侧，所以被称为前端。
3.建立数学模型是深入分析和研究afe的工作机理及动、静态特性的重要手段。目前，通过从低频和高频的角度，分别建立afe在三相静止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系下的低频模型和高频模型。afe低频模型是忽略与开关频率相关的高频谐波，基于afe基波分析得到的。通过afe的低频模型可以得出稳态时afe的向量图，通过几何图形可以清晰的表示出afe的工作机理和各物理量之间的关系。当afe开关频率远高于电网基波频率时，为简化afe的一般数学描述可忽略afe开关函数描述模型中的高频分量，即只考虑其中的低频分量，从而获得低频模型。此数学模型非常适合于控制系统的设计，并可直接用于控制器设计。
4.但是，由于这类模型略去了开关过程的高频分量，因而不能进行精确的动态波形仿真。afe高频数学模型是基于开关函数建立的，适合于afe的波形仿真。而高频数学模型包含了开关过程的高频分量，很难用于指导控制器的设计。


技术实现要素：

5.为克服上述缺点，本发明的目的在于提供一种柔性充电系统的前端变换器运行控制方法，能进行精确的动态波形仿真，从而观测以及保证前端变换器运行控制的稳定性。
6.为了达到以上目的，本发明采用的技术方案是：一种柔性充电系统的前端变换器运行控制方法，包括
7.步骤一：建立三相abc静止坐标系中的低频模型，从所述低频模型中得出afe三相输入电流受开关函数的控制，即通过所述开关函数调节控制电压以实现电压对afe输入电流的调控；
8.步骤二：建立三相abc静止坐标系中的高频模型；
9.步骤三：建立两相αβ静止坐标系中的数学模型，使三相系统向两相系统进行转变；
10.步骤四：根据两相αβ静止坐标系中的数学模型，将其转换为两相旋转坐标系中的数学模型，通过所述两相旋转坐标系中的数学模型得到两轴之间的电流与整流输出负载之间都存在着耦合；
11.步骤五：根据两相旋转坐标系中的数学模型建立基于电压定向的空间矢量控制模型，通过空间矢量调制器对pwm整流器中的开关器件进行控制，使得整流器的输出侧电流波形为正弦且和电源电压波形同相位；
12.步骤六：建立afe变换器仿真模型，用于观测afe变换器的运行状态。
13.优选地，所述步骤一具体包括，
14.所述开关函数sk(sk＝a,b,c),当忽略pwm谐波分量时，
[0015][0016]
其中θ是开关函数基波初始相位角，θ＝α-β；m是pwm调制比；对于svpwm调制而言，
[0017]vk
＝v0sk(k＝a，b,c)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0018]
式中，v0为afe输出电压。afe瞬时输入功率为：
[0019]
p
in
＝vaia+vbib+vcicꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0020]
不计afe输入电感的等效电阻，假设整流桥为无损网络，根据功率平衡原理，afe的瞬时输入功率等于瞬时输出功率。得出afe输出电流为：
[0021][0022]
根据所述开关函数得出afe交流侧的低频方程为：
[0023][0024]
由上述低频方程可以看出，afe三相输入电流受开关函数(sa，sb，sc)的控制。不管采用何种控制策略，对afe输入电流的控制都是通过调节控制电压实现的，而实现该电压控制的也就是开关函数。
[0025]
优选地，所述步骤二中利用基尔霍夫电压定律建立afe的a相、b相以及c相回路方程为：
[0026]
[0027]
根据上述回路方程，可得：
[0028][0029]
因此，直流侧电流i0可以描述为：
[0030][0031]
对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，可得：
[0032][0033]
联系上述公式，并引入状态变量则afe在abc坐标下的高频数学模型的状态变量表达式为：
[0034][0035]
优选地，所述步骤三中三相系统向两相系统的变换阵为：
[0036][0037]
建立的所述两相αβ静止坐标系中的数学模型为：
[0038][0039]
其中，s
α
，s
β
为αβ坐标系下单极性二值逻辑开关函数。
[0040]
优选地，所述步骤四中两相αβ静止坐标系向两相旋转坐标系转换的公式为：
[0041][0042]
其中，ωt＝θ，
[0043]
使用变换矩阵，得到的两相旋转坐标系数学模型为：
[0044][0045]
其中，v0sd＝vd，v0sq＝vq。
[0046]
优选地，对两相旋转坐标系数学模型简化可得：
[0047][0048]
当电流调节器采用p1调节器时，所述两相旋转坐标系下的afe电流控制时的电压矢量为：
[0049][0050]
其中，为是网侧电流基于电压定向所得到的旋转坐标轴上的指令电压，所述由电压p1调节器所得，所述在旋转坐标中均为直流量。
[0051]
优选地，通过所述步骤四中的坐标变换，对进入电流调节器内的电流进行解耦控制，从而输出控制步骤五中所需要的电压矢量。
[0052]
由于旋转坐标系中的d、q两轴电流与负载电流i
l
之间也存在着耦合，若将电流内环以及pwm主电路的传递函数用gi(s)表示，那么负载电流i
l
对于整个控制系统来说是一个外部扰动信号。当i
l
发生变化时，首先影响到直流输出电压v0，使v0偏离给定值，然后通过电压调节器进行调节，可以逐步减小直到消除v0同给定值之间的差，系统重新进入稳态。由于电压调节环的调节速度比较慢，在负载电流突然增大的开始一段时间内，整流器还不能提供负载消耗的全部能量。此时，直流侧电容c释放出所储存的能量和整流器一起向负载提供能量。当负载电流突然减小时,由于整流器提供的能量超出负载所消耗的能量,则多余的能量流向电容c，对其进行充电。
[0053]
优选地，所述afe变换器仿真模型包括前端afe主电路及控制电路模块、坐标变换模型以及矢量变换模型。
[0054]
本发明的有益效果：
[0055]
本发明通过建立三相abc静止坐标系中的低频模型、三相abc静止坐标系中的高频模型、两相αβ静止坐标系中的数学模型以及旋转坐标系中的数学模型，将从上述模型中得到的数据应用至afe变换器仿真模型，使其能进行精确的动态波形仿真，通过观测所述afe变换器仿真模型的数据波动，从而调控前端变换器运行控制的稳定性。
附图说明
[0056]
图1为本发明一较佳实施例的pwm主电路系统控制示意图；
[0057]
图2为本发明一较佳实施例的afe整流器侧的动态仿真波形图；
具体实施方式
[0058]
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
[0059]
参见附图1至2所示，本实施例中的一种柔性充电系统的前端变换器运行控制方法，包括
[0060]
步骤一：建立三相abc静止坐标系中的低频模型，从所述低频模型中得出afe三相输入电流受开关函数的控制，即通过所述开关函数调节控制电压以实现电压对afe输入电流的调控；
[0061]
步骤二：建立三相abc静止坐标系中的高频模型；
[0062]
其中，目前常见的afe的一般数学模型就是根据它的拓扑结构，在三相静止坐标系abc中，利用电路基本定律(基尔霍夫电压、电流定律)对afe建立的一般数学描述。但针对afe一般数学模型的建立，通常还需作以下假设：
[0063]
1)电网电动势为三相平稳的纯正弦波电动势；
[0064]
2)网侧滤波电感l是线性的，且不考虑饱和；
[0065]
3)忽略开关管的损耗。
[0066]
步骤三：建立两相αβ静止坐标系中的数学模型，使三相系统向两相系统进行转变。
[0067]
步骤四：根据两相αβ静止坐标系中的数学模型，将其转换为两相旋转坐标系中的数学模型，通过所述两相旋转坐标系中的数学模型得到两轴之间的电流与整流输出负载之间都存在着耦合；
[0068]
步骤五：根据两相旋转坐标系中的数学模型建立基于电压定向的空间矢量控制模型，通过空间矢量调制器对pwm整流器中的开关器件进行控制，使得整流器的输出侧电流波形为正弦且和电源电压波形同相位；
[0069]
步骤六：建立afe变换器仿真模型，用于观测afe变换器的运行状态。
[0070]
所述步骤一具体包括，
[0071]
所述开关函数sk(sk＝a,b,c),当忽略pwm谐波分量时，
[0072][0073]
其中θ是开关函数基波初始相位角，θ＝α-β；m是pwm调制比；对于svpwm调制而言，
[0074]vk
＝v0sk(k＝a，b,c)
ꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(2)
[0075]
式中，v0为afe输出电压。afe瞬时输入功率为：
[0076]
p
in
＝vaia+vbib+vcicꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀꢀ
(3)
[0077]
不计afe输入电感的等效电阻，假设整流桥为无损网络，根据功率平衡原理，afe的瞬时输入功率等于瞬时输出功率。得出afe输出电流为：
[0078][0079]
由上式可知，当三相输入电压和电流对称时，afe输出电流为恒定的直流，输出滤波电容无低频电流通过。
[0080]
根据所述开关函数得出afe交流侧的低频方程为：
[0081][0082]
由上述低频方程可以看出，afe三相输入电流受开关函数(sa，sb，sc)的控制。不管采用何种控制策略，对afe输入电流的控制都是通过调节控制电压实现的，而实现该电压控制的也就是开关函数。
[0083]
所述步骤二中利用基尔霍夫电压定律建立afe的a相、b相以及c相回路方程为：
[0084][0085]
根据上述回路方程，可得：
[0086][0087]
因此，直流侧电流i0可以描述为：
[0088][0089]
对直流侧电容正极节点处应用基尔霍夫电流定律，可得：
[0090][0091]
联系上述公式，并引入状态变量则afe在abc坐标下的高频数学模型的状态变量表达式为：
[0092][0093]
从afe高频数学模型可以看出，每相输入电流都由三个开关函数共同控制，afe是一个互相耦合的多阶非线性时变系统。afe在低频时表现为一个线性的解耦系统。
[0094]
由此可见，从高频角度分析，pwm整流三相之间是互相耦合的。但是，从工频角度看，高频脉动的平均值是零，电容中点和电网中点电位相等，因此afe从低频角度看是解耦的。带中线的afe电容中点和电网中点的电位自然相等，因此它的高频模型和低频模型都是解耦的。
[0095]
由三相abc系统向两相系统变换时，存在两种变换方式，即分别为“等量”变换和“等功率”变换。而坐标变换又是通用矢量分解等效的结果。三相物理量可以用一个空间旋转矢量在三个静止对称轴(a，b，c)上的投影来表示，这个旋转矢量也就是通用矢量。
[0096]
所述步骤三中三相系统向两相系统的变换阵为：
[0097][0098]
建立的所述两相αβ静止坐标系中的数学模型为：
[0099][0100]
其中，s
α
，s
β
为αβ坐标系下单极性二值逻辑开关函数。
[0101]
所述步骤四中两相αβ静止坐标系向两相旋转坐标系转换的公式为：
[0102][0103]
其中，ωt＝θ，
[0104]
使用变换矩阵，得到的两相旋转坐标系数学模型为：
[0105][0106]
其中，v0sd＝vd，v0sq＝vq。
[0107]
对两相旋转坐标系数学模型简化可得：
[0108][0109]
当电流调节器采用p1调节器时，所述两相旋转坐标系下的afe电流控制时的电压矢量为：
[0110][0111]
其中，为是网侧电流基于电压定向所得到的旋转坐标轴上的指令电压，所述由电压p1调节器所得，所述在旋转坐标中均为直流量。
[0112]
优选地，通过所述步骤四中的坐标变换，对进入电流调节器内的电流进行解耦控制，从而输出控制步骤五中所需要的电压矢量，具体的，通过基于功率守恒的负载电流前馈
来消除负载电流与整流器输入电流之间的耦合，以提高afe的抗负载扰动能力。
[0113]
由于旋转坐标系中的d、q两轴电流与负载电流i
l
之间也存在着耦合，若将电流内环以及pwm主电路的传递函数用gi(s)表示，那么负载电流i
l
对于整个控制系统来说是一个外部扰动信号。当i
l
发生变化时，首先影响到直流输出电压v0，使v0偏离给定值，然后通过电压调节器进行调节，可以逐步减小直到消除v0同给定值之间的差，系统重新进入稳态。由于电压调节环的调节速度比较慢，在负载电流突然增大的开始一段时间内，整流器还不能提供负载消耗的全部能量。此时，直流侧电容c释放出所储存的能量和整流器一起向负载提供能量。当负载电流突然减小时,由于整流器提供的能量超出负载所消耗的能量,则多余的能量流向电容c，对其进行充电。
[0114]
参见附图2，所述afe变换器仿真模型包括前端afe主电路及控制电路模块、坐标变换模型以及矢量变换模型，a相的交流电压与电流同相位，在单位功率因数下整流运行，能够实现对电动汽车电池的稳定充电。
[0115]
从上述若干模型中得到的数据应用至afe变换器仿真模型，使其能进行精确的动态波形仿真，通过观测所述afe变换器仿真模型的数据波动，从而调控前端变换器运行控制的稳定性。
[0116]
以上实施方式只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人了解本发明的内容并加以实施，并不能以此限制本发明的保护范围，凡根据本发明精神实质所做的等效变化或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围内。