之亦然。切换电路SWB使用两个N型晶体管Ν2和NI，且接收来自控制器10Β的栅极控制信号sa和Sb。N沟道对也可用于图1A中的降压切换电压调节器，且栅极控制信号/sa的极性发生适当的变化。控制器10B只接收两个控制输入值:输入源Vin的电压、以及输出端子Vtot的电压。控制器10B根据两个控制输入信号值(Vt^Vin)执行所有切换控制，以产生栅极控制信号sa和Sb，这两个控制输入信号值(Vt^Vin)由各自的输入源Vin和输出端子Vott提供。可使用诸如图1A中切换电路SWA的P-N切换级，且使栅极控制信号sa的极性发生适当变化。由于输出电流与输出端子Vtot的电压波形和电压源V ^的电压有关，可由两个输入控制信号值(Vt^Vin)确定晶体管NI的接通时间，如下文详述。
[0021]图2Α显示图1A中控制器10Α的细节。当负载电流I。小于阈值时，或者当经由外部控制信号将PWM控制器24置于备用模式下时，采用由PWM控制器24提供的控制信号模式起动一对三态缓冲器26Α和26Β。当控制信号模式有效时，PWM 24的栅极控制输出端被置于高阻抗状态下，以使通过在控制器10Α内的电路平衡实现的磁滞控制器提供栅极控制输出信号/sa和Sb。阈值产生器和控制电路20A向比较器Kl提供用于设定阈值大小(电压信号U的阈值电压，在小于该阈值大小时输入控制信号Vtjut将起动开始信号，该开始信号通过起动触发器22A的设置输入而触发栅极控制信号/sa的起始缘。当输入控制信号V-的大小上升超过另一阈值电压V.时，另一比较器K2起动触发器22A的重设输入、以及触发器22B的设置输入，由此触发栅极控制信号/sa的后缘、以及栅极控制信号Sb的前缘。当电感器电流I^J、于零或为稍负的值时，阈值产生器和控制电路20A也向触发器22B的重设输入提供控制信号，以触发栅极控制信号Sb的后缘。
[0022]图2B显示图1B中控制器10B的细节。控制器10B与图2A中的控制器10A类似，因此下文将只描述它们之间的差异。控制器1B被用作最小输入控制器的一个例子，且也可用于说明在磁滞模式下提供所有控制的控制器。然而，应了解可在诸如PWM控制器24的另一控制器类型的备用模式下使用最小输入配置，如图2A所示。如下文详述，阈值产生器和控制电路20B接收控制输入信号(Vwt，Vin)，并产生由控制输入信号(Vt^Vin)计算得到的阈值电压V-和V_。由于控制器20B不直接测量电感器电流Iy因而提供定时器28，它通常是由时钟信号操作的计数链，以对栅极控制信号sa的持续时间进行计时，用于计算栅极控制信号Sb的适当宽度。
[0023]图3A 显不在不连续传导模式(discontinuous conduct1n mode, DCM)下在图 2A中的阈值产生器和控制电路20A内、以及在图2B中的阈值产生器和控制电路20B内进行的计算。通过使用图2A中控制电路20A的输出电流I。的测量值、或使用由图2B中控制电路20B的控制信号值(ViwVrat)计算得到的输出电流Itl的指示，可确定为确保输出端子Vott上的脉动不小于指定最小值Vmin而要求的阈值电压大小V 的值。假设输出端子V TOT的电压是恒定的，同时栅极控制信号sa是有效的，则电感器电流I^T被近似为:
[0024]Il (t) = (Vin-Vout) (t - t0)/L
[0025]其中L是电感器LI的感应系数，因此在时刻h时，
[0026]IlU1) = Ici= (V in-V0Ut) (trt0) /L
[0027]所以，
[0028]t1- t0= I 0L/ (Vin-Vout)
[0029]假设电感器电流込呈线性，则从时刻t ^至时刻t i在输出端子Vtot上的实际压降为:
[0030]AV = IlA t/2C
[0031]其中C是在输出端子Votjt处的总输出电容。为将在输出端子V (^处的电压保持为大于最小电压Vmin，应在控制信号Vtot降至以下阈值水平之前起动栅极控制信号sa:
[0032]Vlow — V ΜΙΝ+ Δ V — Vmin+I ο (ti _ to) /2C
[0033]因为
[0034]t1- t0= I 0L/ (Vin-Vout)
[0035]在上述对恒定电感器电流込的近似中，可由下式计算阈值大小V LOff:
[0036]Vlow= I 02L/2C (Vin-Vout)
[0037]所以，一旦已知电感器和电容器的值，由于此时超过阈值大小VOT，IJt1) = 10,因而可由输入电压信号Vin和控制信号V 以及负载电流I 定阈值电压V的波形。
[0038]为确定用于由Vot= I 02L/2C(Vin-Vout)计算阈值大小Vot的负载电流，可直接测量或估计负载电流。由于从时刻h至时刻t2电容器Cl两端的电压变化SVhkh-Vm，则电容器上电荷的增加可被表示为:
[0039]C (Vhigh - Vlqw) = [ (Vin-Vout) (t2-t0)2] /2L-10 (t2_t0)
[0040]由此，电流I。可被表示为:
[0041]10= [(V in-V0Ut) (t2-t0)]/2L-C(Vhigh - Vlow)/(t2_t0)
[0042]通过测量充电开关(例如图1A中的晶体管Pl或图1B中的晶体管N2)的导通时间(例如计数时钟周期)，可计算Itl并将其用作电感器电流I d勺估计值，这是因为除在非常轻的负载状态下外两者差异通常很小。或者，可根据下式计算从时刻t2至时刻15的时段内的IQ:
[0043]C (Vhigh - Vlow) = (Vin-Vout) (t4_t2) 2/2L-10 (t5_t2)
[0044]由此得到:
[0045]10= V out (t4-t2) 2/2L (t5-t2) -C (Vhigh - VLOff) / (t5_t2)
[0046]进行另一计算，以确定当栅极控制信号sa应无效且栅极控制信号Sb应有效时在输出端子Vtot上的电压的大小V HIGHo在Vtot= V HrcH的时刻12，输出端子Vot上的电压为VmajtQ/C，其中Q(t3_t2)是在栅极控制彳目号sa无效且栅极控制彳目号sb有效之后增加到电容器Cl上的总电荷，它等于Vmax-(Imax-1tl) (t3-t2)/2C，其中最大电流Imax是峰值电感器电流。因此，设定:
[0047]Vhigh — V max-(Imax_Iq) (t3_t2)/2C
[0048]该式将提供所需的切换时间。也可根据Vmin表达阈值大小V HrcH:
[0049]Vhigh — V Min+(Imax_Iq)(七2 " t:) /2C
[0050]可由下两式确定峰值电流Imax:
[0051]Imax — I 0+(Vin _ Vout) (t2 - tj /L
[0052]以及
[0053]Imax — I o+Vout (1^3_七2)/L
[0054]它们假设输出电压大体上不变化，且电感器电流在充电和放电期间是恒定的。因此，
[0055](Vin-Vout) (t2 - ti) /L = Vout (t3-t2) /L
[0056]由此得到:
[0057]t3-t2= (t 2 - t) (Vin-Vout) /Vout
[0058]可将上述〖3、的表达式代入到上述VHrcH的表达式中，得到:
[0059]Vhigh — V max-[ (Imax-1o) (?2_^ι) (Vin-V0Ut) ]/2CV0Ut
[0060]可根据最小电压Vmin由阈值大小V _的表达式确定I Max-1ci,得到:
[0061]Imax-1o — 2C (V High-^