一种高效率h7型单相非隔离并网逆变器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力电子功率变换领域，尤其涉及一种高效率H7型单相非隔离并网 逆变器。 技术背景
[0002] 近年来，并网逆变器应用于各种不同的场合，从微型逆变器到单相小功率逆变器 再到三相中大功率逆变器，衍生出的各种新型拓扑不尽相同，拓扑结构的性能不仅决定着 整个系统的发电效率，而且大大影响总体系统的使用寿命和生产成本。为了提高并网逆变 器的效率、可靠性、供电质量等性能，各类拓扑结构被相继提出，从最早的H4、H5到H6,新的 拓扑结构仍然是各国学者研宄的热点之一。在保证低漏电流的基础上提高效率是研宄新型 拓扑的核心目标。并网逆变器具有把直流电转换成符合市电要求的交流电并接入电网的 功能。传统并网系统中常采用输出变压器的隔离型并网逆变器，在电网和直流侧之间产生 电气隔离，保证人身安全，同时也可以提供电压匹配和并网电流直流分量抑制，但工频变压 器增加了体积、重量和成本，而高频变压器又使控制复杂化，降低了效率。非隔离型并网逆 变器以其效率高、体积小、成本低的优势，在中小功率发电领域已成为并网逆变器应用的主 流。但是，非隔离型并网逆变器因为没有变压器，也就没有变压器的电气隔离功能，从而带 来新的问题，即漏电流问题。漏电流本质为共模电流，其产生原因是直流电源和大地之间存 在寄生电容，形成由寄生电容、直流电源和交流滤波器以及电网阻抗组成的共模电流回路。 共模电压Uc的变化会在寄生电容上产生较大的共模电流Icm。因为对地漏电流即共模电流 的存在，会降低系统效率，损害输出电能质量，增大系统电磁干扰，且对人身造成威胁，形 成安全隐患。而且，对地漏电流太大还会造成交流滤波器的饱和，降低滤波效果，同时也可 能造成并网逆变器的损坏。因此，对非隔离型即无变压器型并网逆变器，德国VDE-0126-1-1 中规定其对地漏电流峰值应小于300mA。若超过此规定范围，漏电流监控单元应在0. 3s内 将并网逆变器与电网脱离。为抵制非隔离型并网逆变器的漏电流，应尽量使共模电压Uc变 化比较小。若能保证共模电压Uc为一定值，则基本上能够消除共模电流Icm,即功率器件 采用PWM控制时使得逆变器输出两端分别对直流电源负极端的电压之和为常量，也就是说 A点和B点对N点的电压之和满足：Ucm= (UAN+UBN)/2 =常量，即可消除漏电流Icm的危 害。
[0003] 对于普通全桥并网逆变器，在采用双极性SPWM调制方式时，这种方法具有非常好 的共模特性，但却具有相对低的变换效率和较差的并网电能质量。在采用单极性SPWM调制 方式时，具有并网电流脉动量小，易于滤波等优点，但却同时产生了高频脉动的共模电压， 具有恶劣的共模特性，使其在非隔离型全桥并网逆变器中直接应用受到限制。相关技术中， 漏电流的大小与并网逆变器的拓扑结构和调制方法有关，不同的拓扑结构和调制方法对漏 电流的影响很大。在普通全桥拓扑的基础上构造新的续流回路，可产生一系列新的拓扑结 构，以保证在整个工作过程中共模电压为常量，消除漏电流的危害。因此，研宄非隔离型并 网逆变器的目的之一就是如何构造新的续流回路，以使逆变器同时具有高的并网电流质量 和好的共模特性。基于此，相关技术中提出的H5拓扑，HERIC拓扑，H6型拓扑（附图三）都 通过构造新的续流通道将漏电流抑制到很低，但是这些拓扑的续流会经过开关损耗较大性 能较差的体二极管，势必会降低效率。
【发明内容】
[0004] 为了解决上述技术问题，本发明提出的一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器 能够在消除漏电流的危害的同时，通过构建新的续流通道不经过开关损耗较大、性能较差 的体二极管从而提高效率。具体技术方案为：
[0005] 一种高效率H7型单相非隔离并网逆变器，由七个开关管S1-S7、滤波模块以及调 制电路模块组成。其中，开关管Sl的漏极和开关管S2的漏极相连并连接至直流侧正端，开 关管Sl的源极和开关管S7的漏极相连并连接到开关管S5的漏极，开关管S7的源极和开 关管S2的源极相连并连接到开关管S6的漏极，开关管S5的源极和开关管S3的漏极相连 并与交流侧的一端相连，开关管S6的源极和开关管S4的漏极相连并连接到交流侧的另外 一端，开关管S3的源极和开关管S4的源极相连并且连接到直流侧的负端。
[0006] 所述滤波模块连接在开关管S5的源极和交流侧；
[0007] 所述调制电路模块用于生成七个驱动信号以分别控制所述七个开关管S1-S7的 导通和关断，以使所述光伏并网逆变器输出正弦交流并网电流。所述调制电路模块为CPLD 控制器，开关管Sl、S4的栅极接到由正弦波和三角波比较得出的驱动信号输出端，开关管 S2、S3的栅极接到由相位相差180度的正弦波和同一个三角波比较得出的驱动信号输出 端；开关管S5栅极接到在交流侧正半周为1，负半周由开关管S2、S3驱动信号经过非运算 得到的驱动信号输出端；开关管S6的栅极接到在交流侧正半周由开关管Sl、S4驱动信号 经过非运算得到，负半周恒为1的驱动信号输出端；开关管S7的栅极接到分别由开关管S5 负半周驱动信号和开关管S6正半周驱动信号进行与运算得到的驱动信号输出端。
[0008] 本发明提出的新型H7型单相非隔离并网逆变器，是在传统的H6型单相非隔离逆 变器的基础上，去除二极管续流通道，并且在两个桥臂间嵌入一个新的MOS管S7用来续流。
[0009] 在每个正弦周期内存在四个工作模态：
[0010] 工作模态1 :交流侧电压正半周时，开关管S5-直导通，以相同信号驱动S1、S4开 关，S2、S3常断。S1、S4导通时，输入电流经S1、S5、滤波电感、S4构成回路。
[0011] 工作模态2 :S1、S4关断，S6、S7开通，输入电流经过S5、滤波电感、S6、S7构成回 路。
[0012] 工作模态3 :负半周工作时，开关管S6 -直导通，以相同信号驱动S2、S3开关，S1、 S4常断。S2、S3导通时，输入电流经过S2、S6、滤波电感、S3构成回路。
[0013] 工作模态4 :S2、S3关断，S6、S7导通，电流经过滤波电感S5、S7、S6构成回路。
[0014] 进一步的，出于对关闭或导通器件所需电压的考虑，所述开关管S1-S7选用N沟道 增强型MOSFET。
[0015] 进一步的，所述开关管S1-S7的漏极和源极都连接一个续流二极管，用于提高开 关速度，维持续流，防止关闭电源时反向击穿。
[0016]进一步的，所述滤波模块为电感Ll、电容Cl、电感L2依次串联连接。
[0017] 进一步的，所述CPLD控制器采用MAX7000S，性能较好，价格相对