a)当系统交流侧为三相三线制系统时，采用载波同相交叠法；
[0069]b)当系统交流侧为单相系统或三相四线制系统时，采用载波反相交叠法；
[0070] 步骤2,确定载波交叠范围；
[0071] 确定载波交叠范围具体为；
[0072]
[0073] 公式（1)中，为调制波角频率，《。为载波角频率，A为基波幅值，B为调制波倍 频分量幅值，C为载波倍频分量幅值，D和E均为边带谐波幅值，
[0074] 其中，对输出性能影响最大的为基波幅值A和调制波倍频分量幅值B，其表达式分 别为：
[0077] 公式⑵和⑶中，Ud。为直流电容总电压，M为调制波基波幅值标幺值，
[0078] 由公式⑵和⑶可知，V彡1+M;
[0079] 实际中，V越大则直流电压利用率越高，但输出波形中低次谐波含量也升高，所以 需具体分析，本发明中为了降低输出波形中的低次谐波含量，设定V< 1. 5,据此，得到确定V的表达式：
[0080]
C4)
[0081] 公式⑷中，V为标幺值；
[0082] 步骤3,确定三相调制波；
[0083] 调制波的确定具体为：
[0084] a)初始时设定三相调制波U"为标准正弦波；
[0085] b)计算三相调制波U"为标准正弦波时引起的中点电流；
[0086] 研究表明：直流电容电压波动正比于中点电流波动，故通过计算载波交叠法引起 中点电流的波动计算该方法对电容电压的影响，
[0087] 三电平NPC变流器直流侧中点电流由三部分组成，如公式（5)所示，其中iM表示 由x相电流引起的中点电流，x=a，b或c，iM与相电流ix如公式（6)所示，dx2和dxl分别 表示x相2管和1管的实时占空比，
[0088] i〇=i〇a+i〇b+i〇c (5)
[0089] iox=(dx2-dxl)Xix(x=a,b,c) (6)
[0090] x相1管和2管的实时的占空比为：如图6给出了a相四个开关管的波形图：
[0091]
[0092] 公式（7)中，XpxjPx3, 乂4分别表示x相调制波与上载波和下载波在一个工频周 期内的相交时刻，x=a，a相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表 达式如公式（8)所示：
[0093] r、 (a：)
[0094] x=b，b相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表达式如公 式（9)所示：
[0095]
C^9)
[0096] x=c，c相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表达式如公 式（10)所示： _7]
〇0：)
[0098] 将公式（7)-(10)带入公式（6)得到由x相负载电流引起的中点电流iM的表达 式：
[0099]
(11)
[0100] 将（11)代入（5)并根据中点电流与直流电容电压的波动关系可知：
[0101]
[0102] 公式（12)中，中点电流与直流电容电压的波动关系为4 Au为直流电容 厶/ 电压波动情况，AT为开关周期，C为直流电容电压；
[0103] c)构建控制闭环，确定为抑制直流电容电压波动需在调制波中叠加的零序分量 U。，
[0104] 将b)中计算得到的Au与0比较，如图7所示，其结果通过PI控制器后得到需在 调制波中置加的零序分量U。；
[0105] d)将U。与a)中给定的正弦调制波U"相加，x=a，b，c，即得三相调制波UaC]、Ub。、 Uco；
[0106] 步骤4,调制波与载波比较，得到每相各开关管开关信号，以开关信号控制各开关 管的开通和关断，从而完成了控制过程；
[0107] 步骤4具体为：
[0108] 将步骤3得到的三相调制波Ua。、Ub。、U。。分别与上下载波U。2和Uel比较，若某相调 制波大于上载波1]。2，则该相的自上而下的第一、第二开关管开通，第三、第四开关管关断，若 某相调制波小于上载波1]。 2大于下调制波U&，则该相的自上而下的第二、第三开关管开通， 第一、第四开关管关断，若某相调制波小于下调制波uel，则该相的自上而下的第三、第四开 关管开通，第一、第二开关管关断。
[0109] 在Matlab/Simulink软件对图1所示系统进行仿真，设定基本参数如表1所示：
[0110] 表1三电平NPC变流器仿真参数
[0111]
[0112]利用Matlab/Simulink软件，根据表1中仿真参数，得到如图8和图9所示的仿真 结果图；其中图8是本发明基于载波交叠的三电平NPC变流器PWM控制策略输出电压脉冲 的仿真图，图9是本发明基于载波交叠的三电平NPC变流器PWM控制策略直流电容电压波 动的仿真图。由图8和图9可知，本发明的方法可以较好的实现PWM调制，同时，由于引入 闭环控制，本发明可减小由载波交叠引起的三电平NPC变流器系统直流电容电压波动。
【主权项】
1. 基于载波交叠的S电平NPC变流器PWM控制策略，采用电压型S电平中点错位变流 器，其特征在于，具体按照W下步骤实施； 步骤1，选择载波交叠方式； 步骤2,确定载波交叠范围； 步骤3,确定二相调制波； 步骤4,调制波与载波比较，得到每相各开关管开关信号，W开关信号控制各开关管的 开通和关断，从而完成了控制过程。2. 根据权利要求1所述的基于载波交叠的=电平NPC变流器PWM控制策略，其特征在 于，所述步骤1中选择载波交叠方式具体为： a) 当系统交流侧为S相S线制系统时，采用载波同相交叠法； b) 当系统交流侧为单相系统或=相四线制系统时，采用载波反相交叠法。3. 根据权利要求1所述的基于载波交叠的=电平NPC变流器PWM控制策略，其特征在 于，所述步骤2中确定载波交叠范围具体为；公式（1)中，为调制波角频率，《。为载波角频率，A为基波幅值，B为调制波倍频分 量幅值，C为载波倍频分量幅值，D和E均为边带谐波幅值， 其中，对输出性能影响最大的为基波幅值A和调制波倍频分量幅值B，其表达式分别 为：公式似和（3)中，Ud。为直流电容总电压，M为调制波基波幅值标么值， 由公式似和（3)可知，1+M; 设定V《1. 5,据此，得到确定V的表达式：(4) 公式（4)中，V为标么值。4. 根据权利要求1所述的基于载波交叠的=电平NPC变流器PWM控制策略，其特征在 于，所述步骤3调制波的确定具体为： a) 初始时设定S相调制波1]"为标准正弦波； b) 计算二相调制波Ufx为标准正弦波时引起的中点电流； S电平NPC变流器直流侧中点电流由；部分组成，如公式妨所示，其中i。,表示由X相电流引起的中点电流，X=a，b或C，Idx与相电流iX如公式（6)所示，dx2和dx汾别表示 X相2管和1管的实时占空比， i〇= i〇a+i〇b+i〇c 妨 i〇x=(dx2~d^i)Xix(x=a,b,c) (6) X相1管和2管的实时的占空比为：公式（7)中，Xi，X2和X 3, X4分别表示X相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内 的相交时刻，X=a,a相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表达式 如公式做所示：X=b，b相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表达式如公式 饼所示：X=C，C相调制波与上载波和下载波在一个工频周期内的相交时刻其表达式如公式 (10)所示：将公式（7)-(10)带入公式（6)得到由X相负载电流引起的中点电流i。、的表达式：将（11)代入妨并根据中点电流与直流电容电压的波动关系可知：公式（12)中，中点电流与直流电容电压的波动关系为4 AU为直流电容电压 波动情况，AT为开关周期，C为直流电容电压； C)构建控制闭环，确定为抑制直流电容电压波动需在调制波中叠加的零序分量U。， 将b)中计算得到的AU与0比较，其结果通过PI控制器后得到需在调制波中叠加的 零序分量U。， d)将U。与a)中给定的正弦调制波U"相加，X=曰，b，C，即得；相调制波U。。、Ub。、U。。。5.根据权利要求1所述的基于载波交叠的=电平NPC变流器PWM控制策略，其特征在 于，所述步骤4具体为： 将步骤3得到的立相调制波U。。、Ub。、U。。分别与上下载波U。2和U。1比较，若某相调制波 大于上载波1]。2,则该相的自上而下的第一、第二开关管开通，第=、第四开关管关断，若某相 调制波小于上载波化2大于下调制波U。:，则该相的自上而下的第二、第S开关管开通，第一、 第四开关管关断，若某相调制波小于下调制波化1，则该相的自上而下的第S、第四开关管 开通，第一、第二开关管关断。
【专利摘要】本发明公开了基于载波交叠的三电平NPC变流器PWM控制策略，采用电压型三电平中点钳位变流器，具体按照以下步骤实施；步骤1，选择载波交叠方式；步骤2，确定载波交叠范围；步骤3，确定三相调制波；步骤4，调制波与载波比较，得到每相各开关管开关信号，以开关信号控制各开关管的开通和关断，从而完成了控制过程。本发明基于载波交叠的三电平NPC变流器PWM控制策略，该策略通过闭环控制减小由载波交叠引起的三电平NPC变流器系统直流电容电压波动，该方法实现简单，应用效果好。
【IPC分类】H02M7/12, H02M7/487, H02M1/14, H02M7/00
【公开号】CN105006980
【申请号】CN201510378710
【发明人】李宁, 张辉, 支娜, 黄晶晶
【申请人】西安理工大学
【公开日】2015年10月28日
【申请日】2015年7月1日