基于pr调节的无电解电容变频驱动控制系统及控制方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及变频驱动领域，尤其涉及基于PR调节的无电解电容变频驱动控制系 统及控制方法。
【背景技术】
[0002] 随着能源与环境问题变得越来越突出，单相交流输入的变频驱动方案因在节能方 面具有巨大优势，在空调、冰箱、洗衣机等家用电器中应用得越来越广泛。因永磁同步电机 具有较高的效率，结构简单、过载能力大、转动惯量小以及转矩脉动小等特点，非常适用于 家用电器的驱动系统。
[0003] 在单相交流输入的变频驱动场合，由于输入输出瞬时功率的不平衡，不得不在母 线侧广泛采用大电解电容缓冲能量，平衡输入侧与输出侧瞬时功率实现功率解耦。然而大 电解电容存在以下缺点：1、电解电容容量随温度及频率变化波动较大，尤其当电解电容在 高温下使用时，电解液会挥发，造成电容量降低。2、当电容量降为初始值的60 %时，一般视 为电容寿命终止，对系统效率及稳定可靠性造成严重影响。3、用于功率解耦的电解电容通 常体积较大，限制了电力变换器功率密度的提高。4、母线采用大电解电容，输入侧电流质量 较差。为改善输入侧电流质量，需要增加功率因数校正（PFC)电路，增加了系统的损耗和成 本。
[0004] 为消除电解电容，常用的方法为：1、直接用矩阵变换器替代传统的整流、逆变的拓 扑结构。这种结构无需中间级的直流环节，具有功率双向流动、功率因数可控的特点。但是， 矩阵变换器需大量单向开关器件来实现双向开关效果，这将导致拓扑结构复杂，控制实现 较难。此外，它不能应用到单相供电的电能变换系统中。2、在不控整流器和逆变器之间加 入Z-源逆变电路。加入Z-源逆变电路后，通过调节直通零矢量，升高不控整流后的电压， 可以达到母线电压纹波系数小、功率因数高的效果。但是实际直通零矢量调节范围有限，难 以达到理想的效果。而且，该拓扑结构复杂，额外的开关器件增加了能源消耗。
[0005] 此外，由于母线侧不存在大容量电解电容，单相输入无电解电容变换器母线侧电 压会以两倍输入电压频率大幅度波动。由于结构特性的原因，无电解电容变换器系统的瞬 时输出功率中也含有两倍输入电压频率谐波。因此，单相输入的无电解电容变频驱动系统 中的d轴电流和q轴电流存在两倍输入电压频率波动。传统的比例积分电流控制器不能很 好跟踪dq轴电流的两倍输入电压频率谐波，影响电流跟踪性能。因此，针对该变换器需要 研究一种简单有效的实现电流无差跟踪的控制方法，不仅可以实现网侧单位功率因数和网 侧低含量电流谐波，而且可以优化电机相电流波形，实现系统宽调速范围运行，提高系统的 可靠性。
【发明内容】
[0006] 本发明所要解决的技术问题是，针对母线无电解电容变频驱动系统，提供一种通 过控制d轴电流和q轴电流实现网侧高功率因数的变频驱动控制方法。
[0007] 本发明解决上述技术问题的技术方案如下：基于PR调节的无电解电容变频驱动 控制方法，包括以下步骤：
[0008] S1、采集电机转子的实时转速和实时位置，采集网侧相角和电机三相电源中任两 相的实时电流；
[0009] S2、对所述实时电流进行Clark变换，得到a轴电流和轴电流，对所述Ct轴电 流和P轴电流进行Park变换，得到d轴实时电流和q轴实时电流；
[0010] S3、计算q轴给定电流和d轴给定电流；
[0011] S4、比较所述d轴实时电流和d轴给定电流，得到d轴误差电流，比较所述q轴实 时电流和q轴给定电流，得到q轴误差电流；
[0012] S5、对d轴误差电流进行PR调节得到d轴给定电压，对q轴误差电流进行PR调节 得到q轴给定电压；
[0013] S6、根据所述实时位置对所述d轴给定电压和q轴给定电压进行Park逆变换，得 到a轴给定电压和0轴给定电压；
[0014] S7、采集母线电压，根据所述a轴给定电压、P轴给定电压和母线电压对逆变器 进行脉宽调制，并通过所述逆变器控制电机。
[0015] 所述PR调节具体说是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对 应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压。
[0016] 本发明的有益效果是，本发明所提出的控制方法是从其整体电路特性考虑，依据 建立的近似数学模型，提出了一种基于瞬时功率传输途径的无电解电容的单相输入变频驱 动系统的比例谐振控制策略。该控制策略只需要一个电压外环PI积分器和两个电流内环 PR控制器实现闭环控制，即可在两相同步旋转坐标系下实现系统的瞬时功率控制和网侧单 位功率因数调节。
[0017] 进一步，所述PR调节是通过非理想PR控制器对d轴电流和q轴电流进行调节，对 应得到交流侧d轴给定电压和q轴给定电压：
[0019] 式中，和为无电解电容的单相输入变频驱动系统在两相同步旋转dq坐标系 下的交流侧dq轴电压参考值；Kp、K1^分别为非理想PR控制器的比例项系数和谐振项系数， W。为谐振频率，W。为截止频率，且W。远小于W。。
[0020] 采用上述进一步方案的有益效果是，电流内环采用PR控制器后，提高了 dq电流跟 踪性能，确保了网侧高功率因数，优化了电机相电流，提高了系统可靠性，控制简单有效，适 合在家用电器领域应用。
[0021] 进一步，所述步骤S3中计算d轴给定电流和q轴给定电流的方法，包括如下步骤：
[0022] S31、比对电机实时转速和给定转速，得到转速误差，对所述转速误差进行PI调节 得到电流矢量幅值的给定；
[0023] S32、通过检测网侧电压得到网侧相角，并根据所述网侧相角、上一周期的d轴给 定电流和电流矢量幅值的给定计算得出q轴给定电流；
[0024] S33、根据d轴给定电压、q轴给定电压、q轴给定电流以及电流矢量幅值的给定计 算得出d轴给定电流。
[0025] 采用上述进一步方案的有益效果是，通过控制d轴电流和q轴电流，来控制逆变器 的输出功率，进而控制网侧电流波形，实现网侧高功率因数。
[0026] 进一步，所述步骤S32中计算q轴给定电流的计算方法如下：
[0027] 假定网侧为单位功率因数，网侧电压、网侧电流均为正弦波，则网侧输入功率以2 倍输入频率波动，如式（1)，
[0028] pg= P gp sin2 0 g (I)
[0029] 其中，pg为网侧功率瞬时值，P gp为网侧输入功率峰值，0 g为网侧相角，
[0030] Plvt^ Pg (2)
[0031 ] 其中，Plvt为逆变器输出功率；
[0032] 永磁同步电机在同步旋转dq坐标系下的电压方程为：
[0033]
[0034] 逆变器输出功率Plvt由电机的电流矢量与电压矢量的内积决定，为：
[0035]
[0036] 其中，Plciss为电机电阻功率、p ldet为电感功率，p "为电机轴上输出的机械功率，忽略 电机电阻功率Plciss及电感功率P ldrt，则
[0037]
[0038] 将式⑴与式（5)代入式（2)，得到q轴给定电流为：
[0040]
, '为电机电角速度，Pgp为网侧输入功率峰 值，为转速PI模块的输出，9 g为网侧相角；
，Ld为d轴电感，L q为q轴
电感，於/为永磁磁链，id为d轴实时电流， 在〇 = 〇处进行傅立叶展开，忽略高阶项 后，q轴给定电流为：
[0042] 其中，iq。为忽略d轴电流对逆变器输出功率影响时的q轴电流。
[0043]采用上述进一步方案的有益效果是，因母线没有大电解电容，只有容量为几微法 至几十微法的小薄膜电容，母线功率可忽略不计，逆变器输出功率Plvt近似等于网侧输入功 率Pg。电机高速运行时，电机电阻功率P lciss及电感功率P ^可以忽略，逆变器输出功率P lvt 近似等于电机轴上输出机械功率Pni,有效计算出了 q轴电流给定以2倍输入频率波动，简化 了 q轴电流给定的计算。
[0044]进一步，所述步骤S33包括如下步骤：
[0045] S331、根据所述d轴给定电压和q轴给定电压计算得出给定电压矢量幅值；
[0046] S332、设定母线最低电压的上限电压，用该上限电压减去所述给定电压矢量幅值， 得到误差电压，当该误差电压大于零时，对其进行PI调节，得出电流矢量幅值增量的给定；
[0047] S333、用所述电流矢量幅值增量的给定加上所述电流矢量幅值的给定，对其叠加 后的值进行限幅