值电压VTH;比较电路108，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端親接至电阻107接收阈值电压VTH，其第二输入端接收检测电压V32，所述比较电路108在主功率管31断开时对检测电压V32和阈值电压VTH进行比较，产生过零检测信号ZCD，在主功率管31导通时比较电路输出的过零检测信号ZCD被无效；以及逻辑控制电路109，接收过零检测信号ZCD，产生第二控制信号G32，当所述检测电压v32大于阈值电压V TH时，所述过零检测信号ZCD复位第二控制信号G 32，使从功率管32被断开。
[0020]当主功率管31导通、从功率管32断开时，流过储能元件33的电流增大，储能元件33开始储存能量；当主功率管31断开、从功率管32导通时，流过储能元件33的电流减小，储能元件33存储的能量被输送至输出。
[0021]在一个实施例中，主功率管31耦接至输入端口 101，从功率管32耦接参考地，储能元件33耦接至输出端口 102，功率开关电路103包括buck拓扑结构。在另一个实施例中，储能元件33耦接至输入端口 101，主功率管31耦接至参考地，从功率管32耦接至输出端口102，功率开关电路包括boost拓扑结构。
[0022]在一个实施例中，误差放大电路105包括:误差放大器51，具有第一输入端、第二输入端和输出端，其第一输入端耦接至采样保持电路104接收采样保持信号VSH，其第二输入端耦接至参考地，其输出端产生误差放大信号VEA;补偿电容52，耦接在误差放大器51的输出端和参考地之间。
[0023]图2示出根据本发明实施例的图1所示直流变换器100中比较电路108的电路结构示意图。在图2所示实施例中，所述比较电路108包括:比较器80，具有第一输入端、第二输入端、使能端和输出端，其第一输入端親接至电阻107接收阈值电压VTH，其第二输入端接收检测电压V32，其使能端接收表征第一控制信号G31的使能信号EN，所述比较器80在第一控制信号G31将主功率管31导通时被去使能，在第一控制信号G31将主功率管31断开时被使能，并对检测电压V32和阈值电压V TH进行比较，产生过零检测信号ZCD。
[0024]图3示出根据本发明实施例的图1所示直流变换器100中比较电路108的另一电路结构示意图。在图3所示实施例中，所述比较电路108包括:比较器80，具有第一输入端、第二输入端和输出端；第一开关81，具有第一端和第二端，其第一端接收检测电压V32，第二端耦接至比较器80的第二输入端；第二开关82，耦接在比较器80的第二输入端和参考地之间；第三开关83，具有第一端和第二端，其第一端接收阈值电压VTH，第二端耦接至比较器80的第一输入端；第四开关84，耦接在比较器80的第一输入端和参考地之间。其中，在主功率管31导通时，第一开关81断开、第二开关82导通、第三开关83断开、第四开关84导通；在主功率管31断开时，第一开关81导通、第二开关82断开、第三开关83导通、第四开关84断开。因此，当主功率管31导通时，比较器80的第一输入端和第二输入端均接参考地(其电压均为零)，此时其输出ZCD为无效状态；当主功率管31断开时，比较器80的第一输入端接收阈值电压VTH，第二输入端接收检测电压V32，此时比较器80对检测电压V32和阈值电压VTH进行比较，产生过零检测信号ZCD。
[0025]图4示出根据本发明实施例的图1所示直流变换器100中采样保持电路104的电路结构示意图。在图4所示实施例中，所述采样保持电路104包括:短脉冲电路41，响应第二控制信号G32的下降沿，产生短脉冲信号；采样开关42，具有第一端、第二端和控制端，其第一端接收检测电压V32，其控制端耦接至短脉冲电路41接收短脉冲信号；保持电容43，耦接在采样开关42的第二端和参考地之间，其中所述保持电容43两端的电压即为采样保持信号Vu。
[0026]在一个实施例中，短脉冲信号的持续时间为1%的开关周期，如20ns。
[0027]图5示出根据本发明实施例的图1所示直流变换器100中逻辑控制电路109的电路结构示意图。在图5所示实施例中，所述逻辑控制电路109包括:RS触发器，具有置位输入端S、复位输入端R和输出端Q，其复位输入端R耦接至比较电路108接收过零检测信号Z⑶，输出端产生所述第二控制信号G32，用以控制从功率管32的运行。
[0028]图6为根据本发明实施例的直流变换器200的电路结构示意图。图6所示直流变换器200与图1所示直流变换器100相似，与图1所示实施例不同的是，在图6所示实施例中，所述直流变换器200还包括:第一偏置电路110，提供第一偏置电压I，所述检测电压V32经由所述第一偏置电路110被输送至比较电路108 ;所述比较电路108比较阈值电压VTH和检测电压V32与第一偏置电压V i之和的大小，产生过零检测信号ZCD。当检测电压V 32与第一偏置电压之和I大于阈值电压V ^时(即V 32+Vi>VTH)，所述过零检测信号Z⑶复位第二控制信号G32，使从功率管32被断开。
[0029]图7为根据本发明实施例的直流变换器300的电路结构示意图。图7所示直流变换器300与图1所示直流变换器100相似，与图1所示实施例不同的是，在图7所示实施例中，所述直流变换器300还包括:第二偏置电路111，提供第二偏置电压^至误差放大电路105。所述误差放大电路105基于米样保持信号VSH和偏置电压V 2，产生误差放大信号VM。
[0030]误差放大器51将采样保持信号VSH和零电压(或者第二偏置电压V2)之间的差值进行放大，并在补偿电容52上进行比例积分，得到误差放大信号VEA。从功率管32被断开后，在电感电流为零前，检测电压V32为从功率管32体二极管的导通压降V ο (在某些应用中，该电压VD = -0.7V);电感电流为零后，检测电压V 32为输出电压V。(在某些应用中，V。=1.2V)。
[0031]如果在当前周期，从功率管32被断开比较早，则体二极管续流的时间较长，即检测电压V32=VD的时间较长。而短脉冲时间固定，因此，此时保持电容52两端电压(即采样保持信号VSH)的平均值小于零。相应地，误差放大信号VEA增大，经由电压电流转化器106后，转化电流Lh也增大。增大的转化电流I A使阈值电压νΤΗ也增大。因此，在比较电路108处，检测电压V32增大至阈值电压V TH的时间变长。也就是说，过零检测信号ZCD被延迟复位第二控制信号G32，在下一个周期中，从功率管32被延迟断开。相反地，如果在当前周期，从功率管32被断开比较晚，则体二极管续流的时间较短，即检测电压V32= V D的时间较短，则误差放大信号VEA减小，经由电压电流转化器106后，转化电流I &也减小。减小的转化电流1&使阈值电压V TH&减小。因此，在比较电路108处，检测电压V 32增大至阈值电压V TH的时间被缩短，在下一个周期中，从功率管32的断开时间点被提前。
[0032]因此，前述实施例的直流变换器100和200可以精确地实现过零检测对从功率管的断开控制。
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