同时地，形成功率转换模块101的开关电容转换器的内部节点处的电压vxl-vx9是方波电压，其幅度为输入DC电压Vin的二十分之一。如下面进一步详细描述的，中心节点N1-N9中的每一个均产生浮置的如图3所示的具有均等地以从Vin/20到Vinl9/20的范围内的10个阶梯划分的偏置分量的方波电压。任何中心节点N1-N9可以通过多路复用器103连接至输出滤波器。
[0054]在图2所示本发明的示例性实施例中，将SCC用作功率转换模块101允许通过SCC的现有的内部节点来提供功率转换模块101的输出电压。与具有类似性能的现有功率转换设备相比，该具体实施例提供了允许显著减少在功率转换设备中使用电容器的数量的优势，因为输出电压已经可在形成功率转换模块101的SCC中所固有包括的节点处获得。
[0055]如图2所示的示例性实施例，输出滤波器105可以包括滤波器电感Lo和滤波器电容器Co，滤波器电感Lo连接在多路复用器103的输出和与滤波电容器Co并联的负载11之间。
[0056]因此，本发明的又一优势在于，多路复用器103的输出处的电压vx信号的波纹显著降低，这允许以下这种方式缓解了在体积方面对滤波器电感Lo的要求，这种方式即电感Lo可以容易地集成在小型封装中，其尺寸类似于，例如通过LED模块形成的，负载11的尺寸。典型地，电感值直接与电压波纹成比例，因此如果电压波纹减小N倍，则电感器的尺寸可以减小相同的倍数N。
[0057]这种小波纹还提供了允许降低电磁发射的优势，因此提高了电磁干扰(EMI)。它们还提供了可以显著降低功率转换设备中包括的开关中的电压和电流应力的又一优势，因此显著提高了功率转换设备的寿命。
[0058]为了实现负载调节，如上面参照图1所描述的，控制器107被配置为控制多路复用器103的适当通道并控制功率转换模块101。多路复用器103提供了具有施加给输出滤波器105的分立电压电平的粗控制。
[0059]通过控制SCC相位的占空比，控制器107还提供了功率转换模块101的输出，即上面参照图2描述的示例性实施例中的SCC的内部节点，的方波的细控制PWM。此外控制器107可以允许调节SCC的切换频率以使得不同负载水平处的效率最大化。
[0060]在图4中示出了图2所示SCC的一些内部节点的平均电压电平相对于占空比的扫描的变化，这在以下进行详细描述。
[0061]图3示出了上面参照图2所述的根据本发明示例性实施例的功率转换设备的一些不同内部节点处的电压的时序图。
[0062]在图3所示的示图中，横坐标对应于根据周期信号的多个周期T从任意时刻过去的时间，而纵坐标对应于根据输入电源电压Vin的不同比率的信号电压。值得注意的是，为了清楚起见，并非功率转换模块的所有内部节点处的所有电压均在图3的示图中进行表不ο
[0063]—条第一曲线305对应于功率转换模块的第五中心节点Ν5处的电压νχ5 ;—个第二曲线306对应于功率转换模块的第六中心节点Ν6处的电压νχ6 ;一条第三曲线307对应于功率转换模块的第七中心节点Ν7处的电压νχ7 ;—条第四曲线308对应于功率转换模块的第八中心节点Ν8处的电压νχ8 ;—条第五曲线309对应于功率转换模块的第九中心节点Ν9处的电压νχ9。
[0064]由每条曲线305，…，309表示的电压信号是具有周期Τ且其幅度等于输入电源电压Vin的二十分之一的方波信号。对应于两个连续节点的两条曲线通过输入电源电压Vin的二十分之一的阶梯来分隔。
[0065]图4示出了当控制SCC的开关的PWM信号的占空比从0扫描到1时，上面参照图2描述的本发明的示例性实施例的功率转换设备的不同内部节点处的平均电压的曲线。
[0066]从图4可以看出，一些节点的平均电压可以对于占空比的极值重叠。
[0067]在图4中，第一曲线405示出了功率转换模块的第五内部节点N5处的平均电压vx5的变化；第二曲线406示出了功率转换模块的第六内部节点N6处的平均电压vx6的变化；第三曲线407示出了功率转换模块的第七内部节点N7处的平均电压vx7的变化；第四曲线408示出了功率转换模块的第八内部节点N8处的平均电压vx8的变化；第五曲线409示出了功率转换模块的第一次级节点SN1处的平均电压的变化。
[0068]如图4所示，通过上面参照图1描述的控制器107，改变控制功率转换模块的开关的信号的占空比，允许实现输出电压值的连续范围；此外，通过多路复用器103选择适当的输出电压允许实现大范围的输出电压值。
[0069]图5示出了针对额定负载电压vo的不同值的输出滤波器的电感值对输出电压波纹的变化的依赖性的曲线。
[0070]如图5所示，输出滤波器的电感值根据输出电压波纹而线性地变化。由于电感值表示电感器的实际体积，所以图5强调了本发明在输出滤波器的尺寸减小方面的优势。
[0071 ]图6示出了本发明的示例性实施例中的用于控制功率转换模块的占空比和/或频率的模拟控制的示例性实施方式的示图。
[0072]如图6所示，流过负载611，例如LED串，的电流可以通过测量感测电阻器Rsense两端的感测电压Vsense来感测。可以从电流设置点电压Vset中减去感测电压Vsense。
[0073]可以通过放大器电路603和积分器电路605，例如基于运算放大器(0A)来形成比例积分(PI)控制器。PI控制器允许使两个测量的电压Vsense和Vset之间的误差最小化；PI控制器的响应可以通过修改连接至0A的无源部件，即在所示示例性实施例中为电阻器和电容器，的特性来调整。
[0074]PI控制器的输出电压Vduty具有与功率转换器的占空比操作相对应的幅度。用于驱动功率转换器(例如，在上面参照图2描述的示例性实施例中为开关电容转换器)的信号可以通过利用比较器电路607将PI控制器的输出电压Vduty与锯齿波电压Vsaw进行比较来获取，由此输出分别具有第一时间相Φ1和第二时间相Φ2的两个互补PWM信号。锯齿波信号的频率确定PWM信号的频率，并且其幅度确定PI控制器的比例增益。可以在相驱动信号之间添加死区时间以防止直通开关。
[0075]图7示出了本发明的示例性实施例中的用于控制多路复用器通道的分区控制的示例性实施方式的示图。
[0076]可以设置附加的电压控制环路以能够实现功率转换器的大输入/输出动态电压范围。浮置PWM节点可以覆盖输出电压的整个范围，从0到Vin，其中间隙对应于输入电压Vin的1/10。如上面参照图1和图2所述，通过选择一个多路复用器103通道，适当的内部PWM节点连接至输出滤波器。图7所示的分区控制器700允许通过感测输入和输出电压来激活正确的多路复用器通道。
[0077]在图7所示的示例性实施例中，可以使用串联的10个相同的电阻器R来感测输入电压Vin，这允许生成9个DC阈值电压Vthl、Vth2、…、Vth9，它们均等地在l/10Vin到9/10Vin的范围内划分。使用模拟比较器CMP0、…、CMP9，将各个电压Vthl、Vth2、…、Vth9与输出电压vo进行比较。
[0078]用于多路复用器的两个边界通道/层级，即顶部层级激活信号MS10和底部