含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的系统和方法
【专利说明】含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的系统和方法
[0001]相关串请的交叉参考
[0002]本申请涉及以下共同未决和共同受让的专利申请:2014年8月29日提交的代理案号为INF 2014 P 50929的序列号为14/473,207的申请，其全部内容以引用的方式引入本申请。
技术领域
[0003]本发明总体上涉及电子设备，更具体地，涉及用于含常导通晶体管和常关断晶体管的开关的系统和方法。
【背景技术】
[0004]电源系统被广泛用于计算机到汽车的许多电子应用中。通常，电源系统内的电压通过操作加载有电感器或变压器的开关执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC转换来生成。这种系统的一个种类包括切换模式电源(SMPS)。SMPS通常比其他类型的功率转换系统更加有效，因为通过电感器或变压器的可控充电和放电来执行功率转换并且减少了由于电阻压降引起的功耗而产生的能量损失。
[0005]其中，用于SMPS的特定拓扑包括升降压变换器和反激(flyback)变换器。升降压变换器通常利用电感器，而反激变换器隔离负载并且可以通过变压器的使用增加电压变换率。除能量存储元件(电感器或变压器)之外，开关的操作特别重要，尤其在高压应用中。
【发明内容】
[0006]根据一个实施例，一种电路包括第一驱动器，其具有被配置为耦合至常关断晶体管的控制节点的第一输出端。第一驱动器被配置为以共源共栅模式在第一输出端处驱动第一切换信号，并且被配置为以直接驱动模式在第一输出端处驱动第一恒定电压。该电路还包括第二驱动器，其具有被配置为耦合至常导通晶体管的控制节点的第二输出端，其中常导通晶体管具有耦合至常关断晶体管的第一负载路径端的第二负载路径端。第二驱动器被配置为以直接驱动模式在第二输出端处驱动第二切换信号。
【附图说明】
[0007]为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图进行以下描述，其中:
[0008]图1a和图1b示出了传统的组合切换电路；
[0009]图2a至图2c示出了根据本发明实施例的切换电路；
[0010]图3示出了根据另一实施例的组合切换电路；
[0011]图4a至图4c示出了根据又一实施例的组合切换电路；
[0012]图5示出了利用示例性组合切换电路的示例性切换模式电源电路；
[0013]图6示出了示例性方法的流程图；以及
[0014]图7示出了又一示例性方法的流程图。
[0015]不同附图中的对应数字和符号通常表示对应的部件，除非另有指定。绘制附图以清楚地示出优选实施例的相关方面并且不需要按比例绘制。为了更清楚地示出特定实施例，表示相同结构、材料或处理步骤的变化可以跟随附图的数字。
【具体实施方式】
[0016]以下详细讨论优选实施例的制造和使用。然而，应该理解，本发明提供了可以在各种具体条件下实施的许多可应用发明概念。所讨论的具体实施例仅仅示出了制造和使用本发明的具体方式，而不限制本发明的范围。
[0017]参照用于具有与常关断晶体管串联耦合的常导通晶体管的开关的系统和方法的具体条件中的优选实施例描述本发明。本发明的实施例还可以应用于利用这种电路结构的各种系统，诸如切换模式电源。
[0018]在本发明的实施例中，用于驱动具有与常关断晶体管串联的常导通晶体管的组合开关的开关控制器包括:第一驱动电路，被配置为驱动常关断晶体管(诸如增强模式M0SFET)的栅极；以及第二驱动电路，被配置为驱动常导通晶体管(诸如JFET或氮化镓(GaN)HEMT)的栅极。在一个操作模式中，第一驱动电路提供导通常关断器件的偏置电压，并且第二驱动电路提供使常导通晶体管导通和关断的一系列脉冲。在该操作模式中，第二驱动电路有效地直接驱动常导通器件。在另一操作模式中，常导通器件操作为共源共栅器件，并且经由第一驱动电路将一系列脉冲提供给常关断器件的栅极。在一个实例中，通过将常导通器件的栅极耦合至常关断器件的源极并且通过将第二驱动电路的输出置于高阻状态来将常导通器件偏置为共源共栅器件。
[0019]在一些实施例中，控制器包括耦合在常导通器件的栅极和常关断器件的源极之间的开关。当组合开关被操作为共源共栅器件时，开关被闭合以将常导通器件的栅极耦合至常关断器件的源极。另一方面，当组合开关被操作为直接驱动器件时，开关断开以允许第二驱动电路驱动常导通器件的栅极。
[0020]特定类型的功率晶体管(诸如结型场效应晶体管(JFET)和氮化镓(GaN)高电子迀移率晶体管(HEMT))起“常导通”器件的作用，原因在于当零电压被施加在晶体管的栅极和源极之间时它们处于导通状态。为了使这些晶体管关断，充分大的负栅极电压被施加在晶体管的栅极和源极之间。例如，在GaN HEMT的情况下，该反向电压可以在大约-5V和大约-8V之间；然而，该范围外的关断电压还可以在一些器件中发生。因此，在一些系统中，诸如利用充电栗来生成负偏置电压的系统，存在常导通器件会在充电栗具有足够的时间产生足够大的负电压来关断常导通器件之前的器件的电源轨之间引起短路的风险。此外，还存在各种故障条件期间的短路的风险。
[0021]如图1a所示，解决该问题的一种方式是将常导通器件与常关断器件(诸如处于共源共栅配置的增强模式MOSFET器件)串联。如图所示，常导通器件102的源极在节点S’处耦合至常关断器件104的漏极，并且常关断器件104的栅极G被驱动电路106所驱动。
[0022]这里，常关断器件104的栅极G用作被驱动电路106所驱动的控制端，而常导通器件102的栅极连接至常关断器件104的源极S。在启动期间，常导通器件和常关断器件的串联组合是非导电的。一旦必要的电源电压变得可用，就可以利用输入信号驱动常关断器件，使得常导通器件用作共源共栅器件。如果流过开关的电流被迫使反向，则常关断器件104的本体二极管BD变成正向偏置。由于电路拓扑(即，将常导通晶体管102的源极节点S’与常关断晶体管104的源极节点S连接)，常导通器件保持其导通状态，即，VGD>0。
[0023]然而，当操作为共源共栅时，组合器件存在多种问题。首先，由于常导通器件102的栅极-源极电容被高电源驱动而不被低栅极驱动电源电压驱动，所以会发生切换损失。此外，由于常关断器件104(其可以是非常大的器件以处理低电流并具有低阻抗)的漏极电容，可能会发生附加的切换损失。由于常关断器件104的寄生漏极电容在操作期间被充电和放电，所以损失了电能。
[0024]共源共栅结构的另一个问题在于，对常关断器件104可能存在电压应力。例如，在操作期间，节点S’处的电压可能由于从常导通器件102的漏极的电容耦合而具有大电压瞬变。换句话说，节点S处的电压在常导通器件102的负阈值之外，并且在一些切换条件下可能达到20V以上。
[0025]图1b示出了另一种方式，其中可以操作包括常导通晶体管和常关断晶体管的组合器件。这里，使用驱动器108直接驱动常导通器件102的栅极G1，并且根据欠压锁定块110的输出导通常关断器件104的栅极G2，其中欠压锁定块110在电源112达到足以关断常导通器件102的电压之后导通常关断器件104。在正常操作期间，常关断器件104保持在导通状态。在启动和故障条件期间，常关断器件104可以闭合，并且二极管Dl通过将常导通器件102的栅极Gl钳位于常关断器件104的源极电压来防止常关断器件的漏极电压达到高电压。然而，在这种直接驱动结构中，可能需要专用驱动器来驱动常导通器件102和常关断器件104的栅极Gl和G2。直接驱动方法的另一问题在于，串联器件两端的高反向电流导致常导通器件102两端的大压降。
[0026]在根据本发明的一个实施例中，常导通器件和串联耦合的常关断器件可以被选择性地配置为驱动为共源共栅器件(其中，利用用作共源共栅晶体管的常导通器件，根据输入信号导通和关断常关断器件)或者驱动为直接驱动器件(其中，利用在直接驱动操作期间导通的常关断器件，根据输入信号导通和关断常导通器件)。在图2a中示出了这种实施例，其示出了包括与常关断器件204串联耦合的常导通器件202的示例性组合开关和驱动系统200。常关断器件204的本体二极管由二极管210表示。如图所示，通过驱动电路206来驱动常关断器件204，并且利用三态驱动电路208来驱动常导通器件202。开关218被配置为选择性地将常导通器件202的栅极Gl耦合至常关断器件204的源极S。
[0027]驱动电路206从电源216接收其电能。因此，驱动电路206的输出电压可以在节点S处的常关断器件204的源极电压与常关断器件204的源极电压和电源216的电压的总和之间切换。在一些实施例中，电源216的电压VP足以导通常关断器件204，但是也足以低到避免常关断器件204的栅极的过应力。例如，电压VP可以在大约5V和大约12V之间的范围，然而在其他实施例中，也可以使用该范围外的电压。
[0028]可以使用本领域已知的驱动电路来实施驱动电路206。例如，在一些实施例中，Texas Instruments UCC 275x可用于实现驱动电路206。可以使用本领域已知的DC电源系统和方法来实现电源216。例如，电源216可以使用