一种dc-dc变换器的调制策略及其子模块均压方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及是直流电网技术领域，具体涉及一种DC-DC变换器的调制策略及其子 模块均压方法。
【背景技术】
[0002] 随着直流电网发展，作为直流电网中的关键性器件，高压高功率DC-DC变换器成为 研究热点。其中，基于MMC结构的DC-DC变换器具有模块数量可变，电压等级可调等优势受到 了广泛关注。目前基于MMC的DC-DC变换器拓扑有很多种，其中受到中外学者研究和关注的 拓扑结构为基于MMC的隔离型DC-DC变换器。
[0003] 如附图1所示，基于丽C的隔离型DC-DC变换器通常采用两套丽C变换器，变换器的 交流通过变压器进行连接。该种拓扑结构的技术路线有很多，这些技术路线区别在于变换 器采取的调制策略。其中一种技术路线是将MMC作为传统的AC-DC换流装置使用，经调制后 在交流侧输出工频的交流电压，这种技术路线较为成熟，因此把两套MMC换流器的交流侧进 行变压器连接即可构成DC-DC变换器。但这种技术路线将会导致变换器中的子模块电容、桥 臂电感以及隔离变压器体积较大。因此该种技术路线并不适合DC-DC变换器。
[0004] 子模块均压控制问题是MMC变换器重要的问题。配合不同调制策略的均压方法也 往往不同。对于传统的MMC调制方式来说，均压控制依赖于对电流进行采样。由于该种调制 方法不适合于基于MMC的DC-DC变换器。因此这些与之配合的均压方法也可能无法直接应 用。
[0005]综上，需找到一种可提高交流侧电压频率的调制策略和子模块均压方法十分重 要。
【发明内容】
[0006]为了满足现有技术的需要，本发明提供了一种DC-DC变换器的调制策略及其子模 块均压方法。
[0007]第一方面，本发明中DC-DC变换器的调制策略的技术方案是：
[0008] 所述DC-DC变换器为中频隔离型模块化多电平DC-DC变换器，其调制策略包括：
[0009]步骤1:设定DC-DC变换器中各子模块的占空比，构建所述子模块的开关函数模型 Sk;
[0010] 步骤2:对所述DC-DC变换器的桥臂中所有子模块的开关函数模型Sk进行叠加，得 到阶梯波状桥臂开关函数模型Sz;
[0011] 步骤3:依据所述阶梯波状桥臂开关函数模型Sz调制DC-DC变换器的交流侧电压电 流波形。
[0012] 优选的，所述DC-DC变换器中各子模块的占空比均为50%。
[0013]优选的，所述子模块的开关函数模型Sk的表达式为：
[0015] 其中，为第2n-l次傅里叶展开式中第k个子模块移相角的等效值，yk,2^ = (2η-1)γι〇γ为移相角；
[0016] yk为第k个子模块的移相角，yk=CkXΔγ;Δγ为移相角γ的偏差标准值，Ck为整 数；
[0017] η为傅里叶展开式的级数，ω为基本角频率，k为子模块序号。
[0018] 优选的，所述阶梯波状桥臂开关函数模型Sz的表达式为：
[0020] 其中，ykx为第2n_l次傅里叶展开式中第k个子模块移相角的等效值， (2η-1)γι〇γ为移相角；
[0021] yk为第k个子模块的移相角，yk=CkXΔγ;Δγ为移相角γ的偏差标准值，Ck为整 数；
[0022]η为傅里叶展开式的级数，ω为基本角频率，k为子模块序号，N为DC-DC变流器中每 个桥臂包含的子模块个数。
[0023]优选的，所述步骤3中依据阶梯波状桥臂开关函数模型Sz调制DC-DC变换器的交流 侧电压电流波形包括：
[0024]原边侧交流电压叫^的表达式为：
[0025] up，2n-i= (-l)n+1UP，2n-icos(2n_l)cot(3)
[0026] 副边侧交流电压Usx的表达式为：
[0027] Us,2n-1 = (-l)n+1Us,2n-icos[ (2η-?)ω?+δ2η-?) ] (4)
[0028] 原边侧交流电流ipx的表达式为：
[0029] ip,2n-i=(-l)n+1Ip,2n-icos[(2n_l)ω?+φρ,2η-1] (5)
[0030] 其中，S2n-i= (2n-l)δ，δ为原副边交流电压相位差；
[0031] ΦP,2n-i为2η_1次谐波构成的功率因数角；
[0032] UP,2n-Α2η-1次谐波构成的原边侧交流电压幅值，Us,2n-Α2η-1次谐波构成的副边 侧交流电压幅值，IpxSSn-l次谐波构成的原边侧交流电流幅值，η为傅里叶展开式级数。 [0033]第二方面，本发明中DC-DC变换器的子模块均压方法的技术方案是：
[0034]所述子模块均压方法包括：
[0035]构建子模块输出电压与原边侧交流电流ipx的同频分量交互的能量模型Ε2η-1;
[0036]依据所述能量模型改变原边侧交流电流ipx对子模块能量交互的大小，从而均 衡子模块电压。
[0037]优选的，所述能量模型的表达式为：
[0038] E2n-l=A2n-lf(δ2η-1,Tk,2n-l) (6)
[0039] 其中，A2n-i为第2n_l次谐波能量的幅值
N2为所述DC-DC变换器中变压器的变比;ΤΛ电力电子器件的开关周期，Upri_DC为原边侧直流 电压，Usec+DC为副边侧直流电压，L为交流侧电感，N为DC-DC变流器中每个桥臂包含的子模块 个数；Ykx为第2n-l次傅里叶展开式中第k个子模块移相角的等效值；
[0040] ?^δ^，Ykx)为第2n_l次谐波能量值关于原副边相位差和子模块移相角的函 数。
[0041]优选的，依据所述能量模型E2H改变原边侧交流电流ipx对子模块能量交互大 小的边界条件为：
[0043] 其中，Upri_DC为原边侧直流电压，Usec_DC为原边侧直流电压，δ为原副边交流电压相 位差，α为子模块偏差量整数倍的连续化表达形式，Ν1:Ν2为所述DC-DC变换器中变压器的变 比，Δγ为移相角γ的偏差标准值；
[0045]与最接近的现有技术相比，本发明的优异效果是：
[0046] 1、本发明提供的一种DC-DC变换器的调制策略，基于基波调制原理，在不提高开关 频率的前提下，可以提高基于模块化多电平的隔离型DC-DC变换器中间交流电压频率，减小 了电容电压波动，缩小了变换器中子模块电容的体积；同时相较于传统MMC的工频交流电 压，使得交流电压的中频化，有利于减小桥臂电感以及变压器等无源器件的体积，减少了成 本，使其具有较大功率传输能力和功率密度；
[0047] 2、本发明提供的DC-DC变换器子模块均压方法，具有在无需采集桥臂电流的基础 上实现子模块电压均衡的能力，有助于简化基于MMC的隔离此昂DC-DC变换器的均压控制。
【附图说明】
[0048]下面结合附图对本发明进一步说明。
[0049]图1:本发明实施例中一种DC-DC变换器的调制策略流程图；
[0050] 图2:本发明实施例中的中频隔离型模块化多电平DC-DC变换器结构图；
[0051]图3:本发明实施例中子模块开关函数模型的示意图；
[0052]图4:本发明实施例中准两电平调制示意图；
[0053]图5:本发明实施例中准两电平条之下的交流侧波形图；
[0054]图6:本发明实施例中DC-DC变换器的变压器交流侧等效模型示意图；
[0055]图7:本发明实施例中子模块均压原理示意图；
[0056]图8:本发明实施例中子模块均压控制算法示意图；
[0057]图9:本发明实施例中准两电平调制试验测试图；
[0058]图10:本发明实施例中子模块均压试验测试图。
【具体实施方式】
[0059]下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终 相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附 图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
[0060] 本发明提供的一种DC-DC变换器的调制策略，其DC-DC变换器采用中频隔离型模块 化多电平DC-DC变换器。如图2所不，子模块均为半桥结构。其中，SMx为子模块，X为子模块编 号，每相均包含2N个子模块，上下桥臂各包含N个子模块。图2中各个参数含义为：
[0061] 符号"pri"表示原边，符号"sec"表示副边，符号"Ap"表示A相上桥臂，符号"ΑΓ表 示A相下桥臂。Upri为原边直流电压，为副边直流电压，UpriAp为A相上桥臂电压，UpriAl为A 相下桥臂电压，UP为原边侧交流电压，Us为副边侧交流电压，iP为原边侧交流电流，La为桥臂 电感，L为交流侧电感，变压器变比为Ni:N2。
[0062]本发明提供的中频隔离型模块化多电平DC-DC变换器调制策略的实施例如图1所 示，具体为：
[0063] -、设定DC-DC变换器中各子模块的占空比，构建子模块的开关函数模型Sk。
[0064]本发明实施例中DC-DC变换器中各子模块的占空比均为固定值50%，但是其开通 时间段的分布相位不同，存在略微区别。如图3所示，设定一个开关周期长度为2π，范围为[-η，Ji]，以整个开关周期的中心为零相位，则子模块投入时段长度为η，投入时段中心为γ，范 围即为[丫1/2，丫+3!/2]。其中，5=1表示子模块处于"投入"状态，5 = 0表示子模块处于"切 除，，状态。
[0065]子模块的开关函数模型Sk的表达式为：
[0067]其中，yk,2n-!为第2n-l次傅里叶展开式中第k个子模块移相角的等效值，yk,2n-!=(2n-l)yk，γ为移相角；yk为第k个子模块的移相角，yk=CkX Δ γ; Δγ为移相角γ的偏差 标准值，Ck为整数;η为傅里叶展示式的级数，ω为基波角频率，k为模块序号。
[0068]二、对DC-DC变换器的桥臂中所有子模块的开关函数模型Sk进行叠加，得到阶梯波 状桥臂开关函数模型Sz。
[0069]本实施例中由于各个子模块在一个开关周期内投入时刻不同，将会出现图4所示 的"非重叠电平边沿"，该相位的略微区别是通过对子模块驱动信号进行一定的移相控制实 现的。因此对桥臂上所有子模块的开关函数模型Sk进行叠加后可以得到阶梯波状桥臂开关 函数模型Sz，如图4下部分所示。由于阶梯变化十分微小，与方波类似，因此将调制后的波形 成为准两电平波形。
[0070]阶梯波状桥臂开关函数模型Sz的表达式为：
[0072]三、依据阶梯波状桥臂开关函数模型Sz调制DC-DC变换器的交流侧电压电流波形。[0073]依据开关函