动态范围压缩器的制作方法

动态范围压缩器

背景技术：
本发明涉及根据权利要求1的序言的动态范围压缩器。从US-PS6097824已知这种种类的动态范围压缩器。在具有已知的动态范围压缩器的情况下，通常借助于输入信号的受控放大来实现已压缩信号的生成。通常用控制信号通过放大来实现对放大的控制，控制信号由特性线生成器从包络信号导出。在这里考虑包络信号从输入信号导出且因此表示输入信号的包络曲线的情况。如果放大以太快的速率被控制，则这可生成可听失真。因此，包络信号且因此控制信号也通常以这样的方式被平滑化，使得它具有比输入信号实质上更低的频率，从而防止令人不安地可听失真。然而，这个减慢下来的放大器控制的缺点是，随着时间的过去的放大中的改变可能变得令人不安地可听得见，这也被称为“抽吸”效应。用于减小“抽吸”效应的已知方式是将输入信号分成用于生成子带信号的频带并对子带信号有分开的放大器控制。这个过程被称为多带压缩，与宽带压缩相反，其中没有分裂。频带的包络信号和控制信号均分开地在这个过程中被导出。然而，这样的动态范围压缩器的输出信号包含显然不能通过到子带中的这个分裂来移除的干扰分量。

技术实现要素：
本发明的目的是移除这些干扰分量或至少实质上抑制它们。为了这个目的，根据权利要求1的序言的动态范围压缩器根据权利要求1的特征部分而被表征。在本发明的优选实施例中，动态范围压缩器根据权利要求2或3而被表征。在其它子权利要求中限定了根据本发明的动态范围压缩器的另外的优选示例性实施例。本发明基于下面的知识。多带压缩具有下列效果：在频带之一中的实质上可变的包络曲线（瞬时情况）也不影响在其它频带中的放大控制。以这种方式，“抽吸”效应被限制到子带信号的相应的自己的频带，且被完全减小。然而，这的一个缺点可以是，在不可变或可忽略不计地可变的包络曲线的情况（稳定情况）中，多带压缩引起在总信号的频率部分之间的关系的令人不安地可听得见的恶化。用于将输入信号分成频带的已知装置是滤波器组。通过其，从输入信号导出子带信号。一般这些滤波器组特征在于，子带信号除了可能的总延迟以外还一起加起来导致输入信号（信号和的守恒）。一般使用功率测量来导出频带的包络带，因为功率是音量的适当等效形式。可按需要通过对子带信号求平方并随后使它平滑化来测量功率。但可能有缺点：通常这些功率的积分和等于输入信号的积分功率（能量和的守恒）的条件不被满足。这就是为什么对于宽带信号功率总合并不一定等于音量总和，使得基于子带功率的这样的信号的多带压缩可能并不一定以关于音量的充分的准确度来实现。本发明的思想在于创建在多带压缩和宽带压缩之间的连续过渡。为此目的，频带的包络信号在多带压缩中彼此耦合用于导出放大器控制信号，其可假定下列项：-用于每一个频带的分开值，其随着时间的过去的相对改变在协调之前保持与相关联的包络信号随着时间的过去的相对改变相同，使得压缩充当纯多带压缩（多带压缩类型），-一致的公共值，使得压缩（尽管是多带结构）示出与宽带压缩（宽带压缩类型）的值相同，以及还有-在上面提到的两种情况之间的中间值，使得压缩展示在所述压缩类型之间的瞬时行为。包络信号的耦合被以这样的方式实现，使得宽带压缩类型的公共值等于稳定包络信号的和。这意味着稳定包络信号的和等于输入信号的总音量，假定包络信号等于输入信号的音量部分。此外，包络信号的耦合被以这样的方式实现，使得在频带的个别包络信号中的瞬间改变引起与这个改变成比例的在放大控制信号中的瞬间改变，但不引起在其余频带的放大控制信号中的瞬间改变。这意味着包络信号的瞬间改变等于输入信号的相关联的音量部分的瞬间改变，假定包络信号等于输入信号的音量部分。此外，包络信号的耦合被以这样的方式实现，使得从多带压缩到宽带压缩没有随着时间的过去的连续放松。这意味着例如，对于在改变的时刻，即，在瞬时情况中的包络曲线的单个突然改变，压缩具有多带类型，压缩随后经过连续过渡，其然后在稳定情况中在恒定的包络曲线中结束，其中压缩具有宽带类型。有利地，压缩类型的放松具有下列效应：“抽吸”效应被限制到子带信号的其相应的自己的频带，以及此外在具有稳定包络曲线的子带信号之间的关系的恶化被防止。对于使用从耦合包络信号导出的放大控制信号的压缩，被一起考虑的包络耦合的所述特性使已压缩信号的信号音量的附加的一般不期望的调制是小的。如果包络信号确切地等于输入信号的音量部分，则这个调制最小。即使等值以近似值应用，包络信号的所述耦合仍然具有所述有利的效应：失真和“抽吸”效应可被减小，其中这个效应的程度然而可以因而很小。在下面的进一步的思想中揭露了另外的细节。如已经提到的，如果包络信号等于输入信号的音量部分则是有利的。这被实现，因为包络信号由子带功率信号形成，子带功率信号的积分和等于输入信号的积分功率（能量和的守恒）。因此，子带功率信号将输入信号的功率本质上分成相同的频带，输入信号被分到所述频带中，以成为子带信号。子带信号借助于具有信号和的守恒的特性的滤波器组从输入信号导出，且此外由也从输入信号导出的子带补充信号的多个输出扩展。对每一个频带有一个子带补充信号。每一个子带功率信号从相应频带的平方子带信号和与频带相关联的平方子带补充信号的组合导出。这具有下列效应：积分平方子带信号和积分平方子带补充信号除了可能的延迟以外再次加起来以给出积分平方输入信号（能量和的守恒）。此外，平方子带补充信号的一部分在与平方子带信号组合之前可选地被重新分布。导出子带补充信号的这个修改方式导致较平滑的包络信号，并且从而有利地导致失真的减小。此外，由于这种种类的推导而导致将所分裂的信号的频带限制匹配到所分裂的功率的频带限制的优化。通过借助于平滑滤波器可选地使包络信号的附加的各个平滑相加来有利地实现失真的进一步的减小。另外的优点以这样的方式可选地从平滑滤波器的设定带宽的相关性得到，使得当相应的频带的带宽增加时，平滑滤波器的带宽增加。这导致对由于放大的过快和过慢的控制而导致在可能的损害之间的折衷的改进。通过使用关于听力感知被优化的权重因子可选地使子带功率信号的频带相关权重相加，关于对音量的等值有利地实现了较高的准确度。附图说明在图的下面的描述中，进一步详细地解释本发明。其中，图1示出根据本发明的动态范围压缩器的第一示例性实施例，图2示出图1的动态范围压缩器的放大控制装置的实施例，图3示出动态范围压缩器的压缩特性，图4示出在图1的动态范围压缩器中的子带分裂装置的可能实施例，图5示出在图1的子带分裂装置中的各种信号，图6示出在图1的动态范围压缩器中的包络检测器的示例性实施例，以及图7示出根据本发明的动态范围压缩器的第二示例性实施例。具体实施方式图1示出根据本发明的动态范围压缩器的第一示例性实施例。动态范围压缩器具有子带类型并被提供有用于接收宽带输入信号特别是宽带音频信号的输入100。输入100耦合到子带分裂装置102的输入101以用于将宽带输入信号分成在相关联频率子带SBk中的K个子带信号SSBk，其在输出103.1、103.2、…...、103.k、…...103.K处被供应。K是大于1的整数。优选地，K≤32是有效的。宽带输入信号通常是音频信号，其可能已经被数字化，具有在一般15kHz到30kHz的数量级上的带宽。窄带子带信号优选地是相等的相对带宽的带通信号和补充低通信号。K的一般值是10，其中带通信号分别覆盖在1和2的比处的频率范围（倍频滤波器组），且低通信号在这些频率范围的最低处跟随。“窄带”中的“窄”因此应被理解为比（宽带）输入信号的带宽窄。放大器单元104被提供成用相关联的放大因子放大K个子带信号中的每一个子带信号以用于生成K个放大的子带信号。这K个放大的子带信号被供应到子带组合装置105。子带组合装置适合于组合用于生成输出信号的K个放大的子带信号，该输出信号是就动态而言压缩的宽带输入信号的版本并在动态范围压缩器的输出106处被供应。包络检测装置107被提供成用于生成K个包络信号，包络信号中的每一个包络信号针对一个相应的频率子带SBk。包络检测装置107的输入108.1、…...、108.k、…...、108.K与子带分裂装置102的相应输出103.1、…...、103.k、…...、103.K耦合。在包络检测装置107的相应输出109.1、…...、109.k、…...、109.K处供应相应的包络信号。包络检测装置107的输出与放大器控制装置110的相应输入111.1、…...、111.k、…...、111.K耦合。放大器控制装置110适合于根据在其输入111.1到111.K处供应的K个包络信号来生成K个放大器控制信号，其中K个放大器信号中的每一个放大器信号代表K个放大因子之一。在输出112.1到111.K处供应所生成的K个放大器控制信号。特别是，放大器控制装置110根据K个包络信号中的多于一个的包络信号来生成放大器控制信号。放大器控制装置110的输出112.1到112.K与放大器单元104中的相应放大器A1到AK的控制输出耦合，且放大器控制信号根据相应的放大因子实现在放大器中的放大。此外，放大器A1到AK的输入与子带分裂装置102的输出103.1到103.K耦合。放大器A1到AK的输出与子带组合装置105的相应输入113.1到113.K耦合。根据本发明，根据K个包络信号中的多于一个的包络信号在放大器控制装置110中导出放大器控制信号。优选地，根据所有K个包络信号导出放大器控制信号。特别是，放大器控制装置适合于根据所有K个包络信号生成所有放大器控制信号。放大器控制装置还适合于在宽带输入信号示出瞬时行为的情况下对不同的子带生成不同的放大因子，并适合于在宽带输入信号示出近似稳定的行为的情况下对不同的子带生成近似相等的放大因子。这将在下面进一步更详细地解释。图2示出图1的动态范围压缩器的放大器控制装置110的实施例。在这里用参考符号210指示的放大器控制装置包括K个除法器单元211.1到211.K，每一个除法器单元具有与放大器控制装置210的K个输入111.1到111.K中的相关联的输入111.k耦合的第一输入212.k，并具有第二输入213.k和输出214.k。提供K个低通滤波器单元215.1到215.K，其分别具有与放大器控制装置210的K个输入中的相关联的输入111.k耦合的输入216.k，并具有与K个相关联的除法器单元211.1到211.K之一的相关联的第二输入213.k耦合的输出217.k。K个低通滤波器单元215.1到215.K的输出217.k与信号组合单元219的相关联的输入218.1到218.K耦合。信号组合单元219被提供有输出220。信号组合单元219适合于根据在其K个输入218.1到218.K处接收的信号而生成组合信号221。提供K个乘法单元222.1到222.K，其中每一个乘法单元具有与K个除法器单元之一211.k的相关联的输出214.k耦合的第一输入223.k，具有与信号组合单元219的输出220耦合的第二输入224.k，并具有输出225.k。在输出225.1、…...225.k、…...225.K处存在输出信号，其代表被供应到放大器A1到AK的管芯放大因子。为了这个目的，乘法单元222.k的输出225.k与放大器控制装置210的相关联的输出112.k耦合。优选地，低通滤波器单元215.1到215.K适合于执行应用于在其输入处的信号的低通滤波，其中滤波导致非负脉冲响应，例如第一阶低通滤波。信号组合单元219优选地是加法电路，其将在其输入处的信号相加以便在输出220处得到输出信号。除法电路例如除法电路211.k以这样的方式操作，使得它使在输入111.k处的输入信号除以在低通滤波器216.k的输出处的低通滤波输入信号。这个设计具有下列效应：除法电路的输出信号形成在相关联的包络曲线的快速改变和缓慢改变之间的比。这个比在子带信号是稳定的情况下大约等于1，而信号在瞬时情况下的瞬时包络改变（瞬时比）反之亦然。例如，如果有突然上升，则该比将是高于1的值，从而指示上升的程度。如果所有子带都是稳定的，则所有子带的放大器控制信号将是大约相等的，即，等于信号组合单元的输出信号。离这个稳定总状态的瞬时偏差一出现在子带中，瞬时比就由于相关联的乘法电路的效应而应用于相关联的放大器控制信号。这具有实现对所有子带的稳定总状态的慢放大控制和同时对各个子带的瞬时偏差的快放大控制的效应。低通滤波器确保在瞬时和稳定行为之间存在放松过渡。此外，刚刚描述的类型的包络行为的所有逐步和组合的形式类似地导致放大器控制信号的平缓和组合的形式。乘法电路例如乘法单元222.k使在其输入处的信号彼此相乘，以用于导出乘法电路的输出信号和因而用于控制放大器AK中的放大的放大器控制信号。应提到，此时，图2的放大器控制装置210的电路配置可以以各种方式修改，而不改变电路的效应。因此，除法器单元211.1到211.K可被布置在电路的不同位置上，即，（1）在K个乘法单元222.1到222.K后面，即，在K个乘法单元222.1到222.K的输出和相关联的输出112.1到112.K之间的连接中，或（2）在从信号组合单元219的输出220到K个乘法单元222.1到222.K的相应第二输入的连接中。图3示出动态范围压缩器的压缩特性的示例。在图3中，放大A（以dB为单位）被指示为包络E（以dB为单位）的函数。放大器装置的下降特性控制曲线（在这种情况下是直线）实现：放大A下降得越多，被称为E的放大器控制信号就变得越强。对于放大器控制信号的特定值，即，在工作点Ebias处，放大是0dB，这意味着信号在这种情况下不放大。工作点适合于固定音量目标值。比目标值大声的信号被衰减，且比目标值轻声的信号被放大，这具有动态被压缩的效应。特性曲线(dA/dE)slope的梯度确定压缩的程度；对于-1dB/dB的梯度值，动态压缩效应在其最大值处。一般，关于“全标度”，-1dB/dB<=(dA/dE)slope<0dB/dB，且-40dB<=Ebias<=-6dB，输出驱动电平是有效的。Ebias和(dA/dE)slope可作为控制输入被提供，以便它们对于用户可访问，以设置它们。图4示出在根据图1的动态范围压缩器中的子带分裂装置102的可能实施例，其在图4中由参考符号402指示。如从现有技术已知的，子带分裂装置102通常可从具有带通特性的优选地被完美地重构的K个窄带子带滤波器的并联连接构造。然而在图4中，子带滤波器SBF1到SBFK以不同的方式被构造。在这种情况下，K个子带滤波器SBF1到SBFK被串联连接，其中子带滤波器SBFK的第一输出与接下来的子带滤波器SBFK+1的输入耦合，第一子带滤波器SBF1的输入与子带分裂装置402的输入401耦合。对于第k个子带滤波器SBFk，在图4中详细示出确切的构造。子带滤波器SBFK配备有滤波器电路Fk.1、Fk.2和Fk.3，延迟单元Dk及衰减器单元Vk。所有滤波器电路Fk.1、Fk.2和Fk.3包括实现2k-1.T的信号延迟的延迟单元，其中T是信号的采样值的采样时间。滤波器电路Fk.1和Fk.3还包括加法电路和减法电路。滤波器电路Fk.2还包括加法电路。延迟电路Dk实现（2K-2k）.T的信号延迟。滤波器电路Fk.3生成被指示为Lk和Nk的两个输出信号，其用作子带滤波器SBFk的输出信号，其中信号Lk应被视为主输出信号，而Nk被视为辅助信号中的一种，其函数将在稍后被解释。所有其它子带滤波器也生成两个输出信号。只有子带滤波器SBFK只生成一个输出信号LK。滤波器电路Fk.1和Fk.2实现应用于子带滤波器SBFk的输入信号Gk的低通滤波，以用于得到输出信号Gk+1。滤波器电路Fk.1和Fk.3实现应用于子带滤波器SBFk的输入信号Gk的高通滤波，以用于维持输出信号Lk。滤波器电路Fk.1和Fk.2还实现应用于子带滤波器SBFk的输入信号Gk的带通滤波，以用于得到辅助信号Nk。这将参考图5被进一步解释。图5a以示意性方式示出在输入401处的输入信号并示出宽带输入信号的带宽f1，其作为信号G1被供应到第一子带滤波器电路SBF1。作为示例，所假定的带宽在这里是24kHz。滤波器电路F1.1和F1.2的串联连接的低通滤波特性在图5b中被指示并示出小于输入信号的带宽的带宽f2，其在本例中等于12kHz。滤波器电路F1.1和F1.2且因而子带滤波器SBF1的输入信号G2的带宽因此小于输入信号G1的带宽。滤波器电路F1.1和F1.3的串联连接的高通滤波特性在图5c中被示出并示出小于f1的较低截止频率。在本例中，这个较低截止频率等于截止频率f2，即，等于12kHz。滤波器电路F1.1和F1.3的带宽连同输入信号G1一起关于其带宽被限制到f1，因而导致在12kHz和24kHz之间的带通滤波输出信号L1，如在图5d中指示的。图5b示出作为信号G2被供应到第二子带滤波器电路SBF2的输入信号的带宽。在子带滤波器电路SBF2中的滤波器电路F2.1和F2.2的串联连接的低通滤波特性在图5e中被指示并示出小于输入信号G2的带宽的带宽f3。在本例中，带宽等于6kHz。滤波器电路F2.1和F2.2且因而子带滤波器SBF2的输出信号G3的带宽因此小于输入信号G2的带宽。滤波器电路F2.1和F2.3的串联连接的高通滤波特性在图5f中被指示并示出小于f2的较低截止频率。在本例中，这个较低截止频率等于截止频率f3，即，等于6kHz。滤波器电路F2.1和F2.3的带宽连同输入信号G2一起关于其带宽被限制到f2，因而导致在6kHz和12kHz之间的带通滤波输出信号L2，如在图5g中指示的。图5h到5j具有与图5a到5g中的频率轴比较而延伸的频率轴。图5h示出输入信号的带宽fm，其作为信号Gk被供应到第k个子带滤波器电路SBFk。在子带滤波器电路SBFk中的滤波器电路Fk.1和Fk.2的串联连接的高通滤波特性在图5i中被指示并示出小于fm的较低截止频率。在本例中，被指示为fn的较低截止频率等于频率fm的一半。滤波器电路Fk.1和Fk.3的带宽连同输入信号Gk一起在其带宽中被限制到fm，因而导致在fn和fm之间的带通滤波输出信号Lk，如在图5j中指示的。图5k到5l具有与图5h到5j中的频率轴比较而延伸的频率轴。图5k示出输出信号LK-1的带宽，输出信号LK-1被提供到子带滤波器电路SBFK-1的第二输出处。以相同的方式，子带滤波器电路SBFK-1在其第一输出处生成输出信号GK和因而子带信号LK。对于K=10，截止频率在本例中因此在于(fp=)46.875Hz、(fo=)93.75Hz、187.5Hz、375Hz、750Hz、1.5kHz、3kHz、(f3=)6kHz、(f2=)12kHz和(f1=)24kHz处。在图5m中，子带滤波器电路SBFk的输出信号Lk、Nk和Lk+1最后被指示为带通滤波信号。可清楚地看到的是，辅助信号Nk是在窄带子带信号Lk和Lk+1之间的频率范围内的窄带辅助信号。K-1个辅助信号Nk的存在的原因是，虽然子带信号Lk被合计达宽带原始信号（除了延迟以外，其对于该讨论是无关的），但这些子带信号Lk的功率Lk2在被积分时通常不合计达宽带原始信号的积分功率。如果只有子带信号Lk用于导出子带包络，则原始信号的音量不能准确地由这样的子带包络的总数表示，但将根据信号包含误差。为了补偿这些误差，使用附加的辅助信号Nk。由于辅助信号Nk补充滤波器组以导致正交系统的事实，它们以比例辅助信号功率a·Nk2的形式供应应当作为补充被加上的遗漏功率，其中适当的比例因子是值a=2。相关联的比例辅助信号功率被加到每一个子带信号功率，从而实现误差补偿。输出信号Lk和Nk（k=1、2、……K-1）和LK被馈送到包络检测单元407，见图4。输出信号Lk（k=1、2、……K）被馈送到放大器单元（其匹配图1中的放大器单元104）。图4还示意性示出图1的放大控制电路110，但用图4中的参考符号410来标记。也示出在不同块之间的各种连接线。图6示出在根据图1的动态范围压缩器中的包络检测装置107的可能实施例，其中图6中的包络检测单元由参考符号607指示。如上面已经提到的，这个包络检测单元607结合图4中的子带分裂装置402来工作。包络检测单元607因而从图4中的子带分裂装置402接收信号Lk和Nk（对于k=1、2、……K-1）。包络检测单元607具有用于接收辅助输入信号H1的输入610。输入610耦合到接地。信号H1作为辅助信号被供应给包络检测器ED1。对于每一个子带SBk，包络检测单元607包括包络检测器EDk，其中k=1、2、……K。对于k=1、2、……K-1，检测器EDk接收相关联的输入信号Lk和Nk，其在检测器EDk中借助于平方器Qk.1和Qk.2被求平方。平方信号Lk2被馈送到加法器Sk.3。平方信号Nk2在与优选地等于2的值a相乘之后被馈送到加法器Sk.3，且在那里被加到辅助信号Hk。加法器Sk.1的输出信号在乘法器Mk.2中相乘之后作为辅助信号Hk+1被馈送到最接近的包络检测器EDk+1。乘法器Mk.2和加法器Sk.2的电路实现应用于加法器Sk.1的输出信号与（1-b）的值的乘法，并导致被供应到加法器Sk.3的第二输入的信号。加法器Sk.3的输出信号是包络信号Pk。对于值b，0≤b≤1优选地是有效的。如果b=0，则包络检测单元607简化以导致未耦合的包络检测器（因此没有辅助信号Hk）和在乘法器Mk.1的输出和加法器Sk.2的第二输入之间的直接耦合，使得加法器Sk.1和Sk.2可被省略。如果b=0.5，则由于加法器Sk.2可被省略的事实，包络检测单元607也简化。检测器EDK接收相关联的输入信号LK，其在检测器EDK中借助于平方器QK.1被求平方。平方信号LK2被馈送到加法器SK.3，并在其中被相加以形成辅助信号HK。加法器SK.3的输出信号是包络信号PK。包络信号PK（对于k=1、2、……K）经由线路516被馈送到放大控制电路510，线路516匹配图4中的线路416。包络信号的这个推导基于信号功率的原理。可通过关于图5做出的观察来解释单元Qk.1、Qk.2、Mk.1和Sk.3的效应。以这种方式，达到了关于子带信号中的频率部分中的包络曲线的相对低的波纹度，这是支持使用包络曲线以得到低失真放大控制而言的事实。因为由于加上比例辅助信号功率，子带包络的频率焦点相对于相关联的子带信号的频率焦点已经稍微移动，相应的频带的子带功率的小部分可选地借助于单元Sk.1、Mk.2和Sk.2被分叉，其中这个量继续传递到下一较低频带。子带功率的和保持不变。这补偿在频率焦点中的移位。部分因子b可被优化。如果在所有包络检测单元中b=0.5，则得到子带包络的特别平滑的脉冲响应。由于图1中的子带分裂装置（102）如图4所示被构造的事实，可以以非常简单的方式实现子带组合装置105，即，它可作为应用于仅仅K个放大的子带信号的纯信号加法器来操作。图7示意性示出在立体声音频信号在动态中被控制的情况下根据本发明的动态范围压缩器的第二示例性实施例。动态范围压缩器由两个分支形成，一个分支针对两个立体声通道中的每一个。第一分支由用于接收这两个立体声音频信号之一例如左信号的输入700.1形成。输入700.1与用于将宽带输入信号分成K个子带信号的子带分裂装置702.1的输入701.1耦合，K个子带信号在K个输出703.1处被供应到703.K。放大器单元704.1被提供成用于用相关联的放大因子放大K个子带信号中的每一个，以用于生成K个放大的子带信号。K个放大的子带信号被供应到子带组合装置705.1。子带组合装置705.1适合于组合用于生成输出信号的K个放大的子带信号，输出信号在动态范围压缩器的输出706.1处被供应。包络检测单元707.1被提供成用于生成K个包络信号，包络信号中的每一个针对相应的频率子带SBk之一。包络检测单元707.1的输入708.1到108.K与子带分裂装置702.1的相应输出703.1到703.K耦合。在包络检测单元707.1的输出720.1到720.K处的相应的包络信号被供应到放大器控制装置725。第二分支由用于接收这两个立体声通道音频信号中的另一个例如右信号的输入700.2形成。输入700.2与用于将宽带输入信号分成K个子带信号的子带分裂装置702.2的输入701.2耦合，K个子带信号在K个输出721.1到721.K处被供应。放大器单元704.2被提供成用于用相关联的放大因子放大K个子带信号中的每一个，以用于生成K个放大的子带信号。K个放大的子带信号被供应到子带组合装置705.2。子带组合装置705.2适合于组合用于生成输出信号的K个放大的子带信号，输出信号在动态范围压缩器的输出706.2处被供应。包络检测单元707.2被提供成用于生成K个包络信号，包络信号中的每一个针对相应的频率子带SBk之一。包络检测单元707.2的输入722.1到722.K与子带分裂装置702.2的相应输出721.1到721.K耦合。在包络检测单元707.2的输出723.1到723.K处的相应的包络信号也被供应到放大器控制装置725。放大器控制装置725适合于根据来自包络检测器707.1的K个包络信号并根据来自包络检测器707.2的K个包络信号生成放大器单元704.1的K个放大因子并生成放大器单元704.2的K个放大因子。为了这个目的，包络单元707.1的输出720.1到720.K和包络单元707.2的输出723.1到723.K与放大器控制装置725的相关联的输入耦合。在放大器控制装置725的一个实施例中，放大器控制装置725包括K个信号组合单元726.1到726.K；特别是，这些信号组合单元是信号加法器。信号组合单元726.k适合于组合（相加）来自包络检测器707.1的输出720.k的包络信号与来自包络检测器707.2的输出723.k的包络信号（这针对k等于1到K）。K个信号组合单元726.1到726.K的K个输出信号被供应到信号块710的相关联的输入711.1到711.K。在一个实施例中，这个信号块710看起来确切地像如图2所述的放大器控制装置210。信号块的输出712.1到712.K表示放大器控制装置725的K个输出，并与在放大器单元704.1中的放大器的控制输入耦合，以用于将K个放大器控制信号馈送到这些放大器并因此用于控制在这些放大器中的放大。这些输出712.1到712.K也与在放大器单元704.2中的放大器的控制输入耦合，以用于将K个放大器控制信号馈送到该放大器并因此用于控制在这些放大器中的放大。放大器控制信号730.k被供应到放大器单元704.1的放大器Ak和放大器单元704.2的放大器Ak两者，以用于控制在这些放大器中的放大（其中k等于1到K）。根据本发明，放大器控制装置725适合于根据2K个包络信号中的多于一个生成放大器控制信号之一。特别是，放大器控制装置725适合于根据所有2K个包络信号生成放大器控制信号。特别是，放大器控制装置725适合于根据所有2K个包络信号生成所有2K个放大器控制信号。这被实现，因为在信号块710中的信号组合电路（这是在图2中的信号组合电路219）将在其输入处供应的所有信号加在一起。根据图7的动态范围压缩器以这样的方式操作，使得放大器控制装置710适合于在宽带立体声信号示出瞬时行为的情况下对两个立体声信号的不同子带生成不同的放大因子，并适合于在宽带立体声信号示出近似稳定行为的情况下对两个立体声信号中的不同子带生成近似相等的放大因子。此外，动态范围压缩器以这样的方式操作，使得放大器控制装置710适合于在瞬变出现在这个子带中的情况下使在这两个立体声信号之一中的一个子带中的放大器控制从在这两个立体声信号的其它子带中的放大器控制去耦。特别是，动态范围压缩器操作，使得放大器控制装置710适合于在瞬变已经完成之后耦合在所有子带中的放大器控制，以用于生成这两个立体声信号的所有子带的相等的放大因子。