一种自适应带宽调整电路的制作方法

本发明涉及一种自适应带宽调整电路，能够应用于光通信芯片中进行自动带宽调整。

背景技术：

在光通信芯片中，跨阻放大器的带宽设计一般为传输速率的0.8倍，这样可以在灵敏度和码间干扰之间做出很好的折中。但是跨阻放大器的带宽不仅和自身电路相关，也和封装、外部元器件参数等相关，如光电二极管寄生电容、输入键合电感等。这样就给跨阻放大器电路的带宽设计带来挑战，同样的跨阻放大器芯片配不同厂家的光电二极管，在不同厂家封装，其带宽差异可能较大，这会直接导致性能的不一致，最终导致其适配性和可移植性较差。

在光通信芯片中，跨阻放大器的设计为了满足足够的接收动态范围，一般都要集成可变增益控制电路来控制跨阻放大器中的跨阻，当输入光功率较大时，可变增益控制电路会降低跨阻放大器的跨阻来接收更大的输入信号，如图1所示为集成可变增益控制电路的跨阻放大器示意图。跨阻随着输入信号大小变化而会有很大的变化，但是通常需要满足链路的带宽不要有大的变化，而跨阻的降低，势必会带来跨阻放大器带宽的增大，如果不及时调整带宽，会造成输出信号过冲较大，眼图闭合，jitter增大。为了解决这个问题，传统的解决方案通过在可变增益控制电路调整跨阻的同时调整跨阻放大器的补偿网络来实现调整跨阻放大器的带宽。但是这种方法调整带宽的输入变量是信号的幅度，如果链路本身不需要带宽的调整而信号幅度又达到了调整的阈值就会进行带宽的调整，从而造成超调；如果链路本身需要带宽的调整而信号幅度又未达到了调整的阈值，就不会进行带宽的调整，从而造成调整不到位。

技术实现要素：

针对不同环境，不同输入等情况链路带宽难以保持稳定，以及传统带宽调整方法会造成超调或调整不到位等不足之处，本发明提出一种自适应带宽调整电路，能够应用于芯片的信号链路中，通过将输入信号低频分量减去设定阈值后的峰值与输入信号高频分量的峰值进行比较，利用比较结果调节链路的高频增益实现自动调整带宽，本发明能够快速实时响应信号高频增益的变化，不会导致带宽超调或调整不到位的问题。

本发明的技术方案为：

一种自适应带宽调整电路，包括低频增益级、高频增益级、检波电路和比较电路，

所述低频增益级的输入端连接所述自适应带宽调整电路的输入信号，其输出端输出将所述自适应带宽调整电路输入信号的低频分量放大后得到的第一放大信号；

所述高频增益级的输入端连接所述自适应带宽调整电路的输入信号，其输出端输出将所述自适应带宽调整电路输入信号的高频分量放大后得到的第二放大信号；

所述检波电路包括至少一个检波模块，所述检波模块的输入端连接所述第一放大信号和第二放大信号，用于将所述第一放大信号和第二放大信号进行叠加后放大得到第三放大信号，所述检波模块的第一输出端连接所述检波电路的第一输出端并输出所述第三放大信号中低频分量减去设定阈值后的峰值，所述检波模块的第二输出端连接所述检波电路的第二输出端并输出所述第三放大信号中高频分量的峰值；

所述比较电路用于比较所述检波电路两个输出端的输出信号，并根据比较结果控制所述高频增益级的增益，当检测到所述检波电路第一输出端的输出信号大于所述检波电路第二输出端的输出信号时提高所述高频增益级的增益，当检测到所述检波电路第一输出端的输出信号小于所述检波电路第二输出端的输出信号时降低所述高频增益级的增益，直到所述检波电路两个输出端的输出信号相等。

具体的，所述比较电路包括第二放大器、第三放大器、第十四电阻、第十五电阻、第十六电阻和第十七电阻，

第二放大器的正向输入端连接所述检波电路的第二输出端并通过第十五电阻后连接电源电压，其负向输入端连接所述检波电路的第一输出端并通过第十四电阻后连接电源电压，其输出端连接第三放大器的正向输入端；

第三放大器的负向输入端连接第二基准电压，其正向输出端输出所述比较电路的正向输出信号并连接第十七电阻的一端，其负向输出端输出所述比较电路的负向输出信号并通过第十六电阻后连接第十七电阻的另一端。

具体的，所述低频增益级包括第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第一恒流源、第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管和第四nmos管，

第一nmos管的栅极作为所述低频增益级的正向输入端，其源极连接第一电阻的一端，其漏极连接第三nmos管的源极；

第二nmos管的栅极作为所述低频增益级的负向输入端，其源极连接第二电阻的一端，其漏极连接第四nmos管的源极；

第一电阻的另一端连接第二电阻的另一端并通过第一恒流源后接地；

第三nmos管的栅极连接第四nmos管的栅极并连接所述比较电路中第十六电阻和第十七电阻的连接点，其漏极作为所述低频增益级的负向输出端并通过第三电阻后连接电源电压；

第四nmos管的漏极作为所述低频增益级的正向输出端并通过第四电阻后连接电源电压。

具体的，所述高频增益级包括第五电阻、第一电容、第五nmos管、第六nmos管、第七nmos管、第八nmos管、第九nmos管、第十nmos管、第二恒流源和第三恒流源，

第五nmos管的栅极作为所述高频增益级的正向输入端，其源极连接第一电容的一端并通过第二恒流源后接地，其漏极连接第七nmos管和第八nmos管的源极；

第六nmos管的栅极作为所述高频增益级的负向输入端，其源极连接第一电容的另一端并通过第三恒流源后接地，其漏极连接第九nmos管和第十nmos管的源极；

第七nmos管的栅极连接第九nmos管的栅极和所述比较电路的负向输出信号，其漏极作为所述高频增益级的负向输出端；

第八nmos管的栅极连接第十nmos管的栅极和所述比较电路的正向输出信号，其漏极连接第十nmos管的漏极并通过第五电阻后连接电源电压；

第九nmos管的漏极作为所述高频增益级的正向输出端；

通过设置所述比较电路中第二基准电压的电压值和第三放大器op3的增益，使得满足所述高频增益级中第七nmos管m7和第八nmos管m8支路的电流均从第八nmos管m8流过，第九nmos管m9和第十nmos管m10支路的电流均从第十nmos管m10流过。

具体的，所述检波模块包括第一放大器、第二电容、第三电容、第四电容、第五电容、第六电容、第七电容、第六电阻、第七电阻、第八电阻、第九电阻、第十电阻、第十一电阻、第十二电阻、第十三电阻、第十一nmos管、第十二nmos管、第十三nmos管、第十四nmos管和第四恒流源，

第一放大器的正向输入端作为所述检波模块的正向输入端，其负向输入端作为所述检波模块的负向输入端，其正向输出端连接第二电容的一端和第四电容的一端，其负向输出端连接第三电容的一端和第五电容的一端；

第十一nmos管的栅极连接第六电阻的一端和第十电阻的一端并通过第六电容后接地，其源极连接第十二nmos管、第十三nmos管和第十四nmos管的源极并通过第四恒流源后接地，其漏极连接第十二nmos管的漏极并作为所述检波模块的第一输出端；

第六电阻的另一端连接第二电容的另一端；

第十二nmos管的栅极连接第七电阻的一端和第十一电阻的一端并通过第七电容后接地；

第七电阻的另一端连接第三电容的另一端；

第十三nmos管的栅极连接第十三电阻的一端并通过第八电阻后连接第四电容的另一端，其漏极连接第十四nmos管的漏极并作为所述检波模块的第二输出端；

第十四nmos管的栅极连接第十二电阻的一端并通过第九电阻后连接第五电容的另一端；

第十电阻的另一端、第十一电阻的另一端、第十二电阻的另一端和第十三电阻的另一端连接第一基准电压。

具体的，所述检波模块中第六电容和第七电容为单个电容或电容阵列。

具体的，所述检波模块中第六电容和第七电容为电容阵列时，所述电容阵列具有修调功能。

本发明的有益效果为：本发明能够实时检测信号，并依据当前信号的高频分量峰值与低频分量经过阈值网络后的峰值的比较结果，来实时调整信号的高频增益，实现快速、实时响应信号高频增益的变化，特别适合带可变增益控制电路的链路；本发明避免了带宽超调或调整不到位情况的出现，不管在大信号还是小信号输入时带宽均可保持稳定；另外通过设置第六电容c6和第七电容c7的不同电容值，可以设置不同的带宽阈值，满足不同方案应用对链路带宽的要求，具有灵活多变的特点。

附图说明

图1为集成可变增益控制电路的跨阻放大器示意图。

图2为将本发明提出的一种自适应带宽调整电路应用于光通信芯片的实现框图。

图3为本发明提出的一种自适应带宽调整电路在实施例中的具体电路实现形式。

图4为本发明提出的一种自适应带宽调整电路中检波电路包括3个检波模块的实现框图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例详细说明本发明的技术方案。

本发明提出的一种自适应带宽调整电路能够自适应地调整信号链路的带宽，下面以将本发明应用于光通信tia芯片中第二级和第三级之间为例进行说明，光通信tia芯片通常分为第一级跨阻放大器、第二级单转双电路、第三级输出驱动级，如图2所示，前级放大器为光通信tia芯片的第一级跨阻放大器和第二级单转双电路，前级放大器的输出作为本发明的输入信号；后级放大器为光通信tia芯片的第三级输出驱动级，本发明的低频增益级和高频增益级的输出作为后级放大器的输入信号。

如图2所示，本发明提出的一种自适应带宽调整电路包括低频增益级、高频增益级、检波电路和比较电路，通过检测光通信tia芯片中跨阻放大器输出信号的低频分量经过阈值网络后的峰值，与高频分量的峰值进行比较，依据比较结果来调节链路的高频增益，从而实现自动调整带宽。

低频增益级和高频增益级的输入信号为前级放大器的输出，低频增益级的设置不应影响前级放大器输出信号的频谱特性，低频增益级用于将前级放大器的输出(即自适应带宽调整电路输入信号)的低频分量进行放大得到第一放大信号，如图3所示给出了低频增益级31的一种实现形式，本实施例中以自适应带宽调整电路输入信号为差分信号为例进行说明，低频增益级包括第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4、第一恒流源、第一nmos管m1、第二nmos管m2、第三nmos管m3和第四nmos管m4，第一nmos管m1的栅极作为低频增益级的正向输入端，其源极连接第一电阻r1的一端，其漏极连接第三nmos管m3的源极；第二nmos管m2的栅极作为低频增益级的负向输入端，其源极连接第二电阻r2的一端，其漏极连接第四nmos管m4的源极；第一电阻r1的另一端连接第二电阻r2的另一端并通过第一恒流源后接地；第三nmos管m3的栅极连接第四nmos管m4的栅极并连接共模电压vcm，其漏极作为低频增益级的负向输出端并通过第三电阻r3后连接电源电压；第四nmos管m4的漏极作为低频增益级的正向输出端并通过第四电阻r4后连接电源电压。本实施例中共模电压vcm优选由比较电路中第十六电阻r16和第十七电阻r17的连接点产生。

高频增益级用于将前级放大器的输出(即自适应带宽调整电路输入信号)的高频分量进行放大得到第二放大信号，且高频增益级的增益能够根据比较电路的比较结果进行调整，如图3所示给出了高频增益级32的一种实现形式，包括第五电阻r5、第一电容c1、第五nmos管m5、第六nmos管m6、第七nmos管m7、第八nmos管m8、第九nmos管m9、第十nmos管m10、第二恒流源和第三恒流源，第五nmos管m5的栅极作为高频增益级的正向输入端，其源极连接第一电容c1的一端并通过第二恒流源后接地，其漏极连接第七nmos管m7和第八nmos管m8的源极；第六nmos管m6的栅极作为高频增益级的负向输入端，其源极连接第一电容c1的另一端并通过第三恒流源后接地，其漏极连接第九nmos管m9和第十nmos管m10的源极；第七nmos管m7的栅极连接第九nmos管m9的栅极和比较电路的负向输出信号，其漏极作为高频增益级的负向输出端；第八nmos管m8的栅极连接第十nmos管m10的栅极和比较电路的正向输出信号，其漏极连接第十nmos管m10的漏极并通过第五电阻r5后连接电源电压；第九nmos管m9的漏极作为高频增益级的正向输出端。

低频增益级和高频增益级的输出共同传输给后级放大器和检波电路，检波电路包括至少一个检波模块，每个检波模块用于将低频增益级和高频增益级的共同输出进行再次放大得到第三放大信号并检波，对第三放大信号的低频分量经过阈值网络后进行峰值检测，对第三放大信号的高频分量进行峰值检测。如图3所示给出了检波模块33的一种实现形式，包括第一放大器op1、第二电容c2、第三电容c3、第四电容c4、第五电容c5、第六电容c6、第七电容c7、第六电阻r6、第七电阻r7、第八电阻r8、第九电阻r9、第十电阻r10、第十一电阻r11、第十二电阻r12、第十三电阻r13、第十一nmos管m11、第十二nmos管m12、第十三nmos管m13、第十四nmos管m14和第四恒流源，第一放大器op1的正向输入端作为检波模块的正向输入端，其负向输入端作为检波模块的负向输入端，其正向输出端连接第二电容c2的一端和第四电容c4的一端，其负向输出端连接第三电容c3的一端和第五电容c5的一端；第十一nmos管m11的栅极连接第六电阻r6的一端和第十电阻r10的一端并通过第六电容c6后接地，其源极连接第十二nmos管m12、第十三nmos管m13和第十四nmos管m14的源极并通过第四恒流源后接地，其漏极连接第十二nmos管m12的漏极并作为检波模块的第一输出端；第六电阻r6的另一端连接第二电容c2的另一端；第十二nmos管m12的栅极连接第七电阻r7的一端和第十一电阻r11的一端并通过第七电容c7后接地；第七电阻r7的另一端连接第三电容c3的另一端；第十三nmos管m13的栅极连接第十三电阻r13的一端并通过第八电阻r8后连接第四电容c4的另一端，其漏极连接第十四nmos管m14的漏极并作为检波模块的第二输出端；第十四nmos管m14的栅极连接第十二电阻r12的一端并通过第九电阻r9后连接第五电容c5的另一端；第十电阻r10的另一端、第十一电阻r11的另一端、第十二电阻r12的另一端和第十三电阻r13的另一端连接第一基准电压vref1。

低频增益级和检波模块中第一放大器op1的带宽应该设计足够宽，以便于不影响输入信号的频谱特性，保证峰值检测的准确性。

检波模块中第六电阻r6、第六电容c6、第七电阻r7、第七电容c7的低通网络为阈值网络，用于确定设定阈值，调整的目的就是为了满足检波模块中高频分量的幅度与低频分量的幅度的差值等于设定阈值；具体的设定阈值可以通过仿真确定。检波模块的阈值网络中第六电容c6和第七电容c7可以设计为单个电容，也可以设计为电容阵列。电容阵列还可以加入修调功能，加入修调功能的电容阵列，在芯片生产完成后，可以通过不同的修调组合选择不同的电容组合，从而达到设定不同阈值的目的，另外修调功能不仅可以设定不同的阈值，还可用于修正电路失配造成的比较误差。同样的，第一电容c1至第五电容c5也可以设计为单个电容或电容阵列。

检波电路33中设置至少一个检波模块，如图2和图3所示给出了检波电路包括一个检波模块的实现形式，为了满足整个链路的灵敏度要求，也可以在检波电路中设置多个检波模块，如图4所示是设置3个检波模块的实现框图，每个检波模块的输入端连接低频增益级和高频增益级的输出，分别作用后每个检波模块产生的带有高频峰值信息和低频峰值信息的直流电流在比较电路的第十四电阻r14和第十五电阻r15实现加权，加权系数可以设置每个检波模块中第四恒流源的不同恒流源电流来实现。由于设置多个检波模块，每个检波模块中的第一放大器op1的增益依据整个链路的灵敏度要求，可以灵活多变。当灵敏度要求较高、输入信号很小时要满足带宽调整到位，就可以把其中一个检波模块的第一放大器op1增益设置得较大，实现较小输入信号下的正常检波，当输入信号变大时，可关闭第一放大器op1增益设置得较大的这个检波模块，改用另外一个第一放大器op1增益较小的检波模块，这样不会因为限幅而改变了部分频谱，影响调整效果。

比较电路用于比较检波电路两个输出端的输出信号，并根据比较结果控制高频增益级的增益，从而增大或减少高频增益级的增益，达到自动修调带宽的目的。如图3所示给出了比较电路34的一种实现形式，包括第二放大器op2、第三放大器op3、第十四电阻r14、第十五电阻r15、第十六电阻r16和第十七电阻r17，第二放大器op2的正向输入端连接检波电路的第二输出端并通过第十五电阻r15后连接电源电压，其负向输入端连接检波电路的第一输出端并通过第十四电阻r14后连接电源电压，其输出端连接第三放大器op3的正向输入端；第三放大器op3的负向输入端连接第二基准电压vref2，其正向输出端输出比较电路的正向输出信号并连接第十七电阻r17的一端，其负向输出端输出比较电路的负向输出信号并通过第十六电阻r16后连接第十七电阻r17的另一端。

本实施例的工作原理为：

当无信号时，比较电路中第二放大器op2的输出小于第二基准电压vref2，其差值经第三放大器op3放大后，第三放大器的正向输出端输出比较电路的正向输出信号vop给高频增益级中第八nmos管m8和第十nmos管m10的栅端，第三放大器的负向输出端输出比较电路的负向输出信号von给高频增益级中第七nmos管m7和第九nmos管m9的栅端，从而实现控制高频增益级增益的目的。比较电路中第二基准电压vref2的设置和第三放大器op3的增益需要保证高频增益级中第七nmos管m7和第八nmos管m8支路的电流均从第八nmos管m8流过，第九nmos管m9和第十nmos管m10支路的电流均从第十nmos管m10流过，此时高频增益级并未接入到链路中。

当前级放大器的输出信号输入到低频增益级的正向输入端和负向输入端以及高频增益级的正向输入端和负向输入端后，先经过低频增益级对前级放大器的输出信号中低频分量放大得到第一放大信号、高频增益级对前级放大器的输出信号中高频分量放大得到第二放大信号，随后第一放大信号和第二放大信号后给入检波模块中的第一放大器op1；第一放大器op1再进行采样放大得到第三放大信号，第一放大器op1输出分成两路，一路经过第二电容c2和第三电容c3交流耦合输出，另一路经过第四电容c4和第五电容c5交流耦合输出。经过第二电容c2和第三电容c3交流耦合输出的信号经过第六电阻r6、第六电容c6、第七电阻r7、第七电容c7的低通网络后给入第十一nmos管m11和第十二nmos管m12的栅端；经过第四电容c4和第五电容c5交流耦合输出的信号经过第八电阻r8、第九电阻r9后给入第十三nmos管m13和第十四nmos管m14。第三放大信号在第十一nmos管m11和第十二nmos管m12完成第三放大信号中低频分量经过阈值网络后的峰值检测，在第十三nmos管m13和第十四nmos管m14完成第三放大信号中高频分量的峰值检测，并将峰值信息转换成直流电流信号，分别流过比较电路中的第十四电阻r14和第十五电阻r15。

带有高频峰值信息和低频峰值信息的直流电流信号经过比较电路中的第十四电阻r14和第十五电阻r15转换为电压信号，经过比较电路中第二放大器op2放大，第二放大器op2可以设计为积分放大器，达到缓慢调整带宽的目的；若此时链路带宽不足，信号高频增益不足，流过第十四电阻r14的直流电流将大于流过第十五电阻r15的直流电流。积分放大器即第二放大器op2将第十四电阻r14和第十五电阻r15产生的电压差持续放大，当第二放大器op2的输出逐渐变大，第三放大器op3输出的比较电路的正向输出信号vop逐渐增大，负向输出信号von逐渐减少，流过高频增益级中第七nmos管m7和第九nmos管m9的电流逐渐增大，从而补偿了链路信号的高频增益，随着链路信号高频增益的不断提高，直到流过第十五电子r14的直流电流将等于流过第十五电阻r15的直流电流，比较电路的正向输出信号vop和比较电路的负向输出信号von电压趋于稳定，高频增益级不再补偿链路信号的高频增益，整个链路的带宽达到了稳定的状态。若链路的频谱特性再次发生变化，会重新启动调整。本实施例中链路带宽最大的情况为高频增益级中第七nmos管m7和第八nmos管m8支路的电流均从第七nmos管m7流过，第九nmos管m9和第十nmos管m10支路的电流均从第九nmos管m9流过，链路带宽最小的情况为第七nmos管m7和第八nmos管m8支路的电流均从第八nmos管m8流过，第九nmos管m9和第十nmos管m10支路的电流均从第十nmos管m10流过。

综上所述，本发明提出一种自适应带宽调整电路，同时包含低频增益级和高频增益级，低频增益级将自适应带宽调整电路输入信号的低频分量放大得到第一放大信号，高频增益级将自适应带宽调整电路输入信号的高频分量放大得到第二放大信号，且高频增益级接入链路的增益受比较电路输出信号的控制，将低频增益级和高频增益级的输出合并作为整个自适应带宽调整电路的输出给后级放大器；检波电路将第一放大信号和第二放大信号叠加后再放大得到第三放大信号，实时检测第三放大信号中高频分量峰值与第三放大信号中低频分量经过阈值网络后的峰值，并将检测结果给入比较电路进行比较，再由比较电路依据比较结果实时控制高频增益级的增益，当高频分量峰值大于低频分量经过阈值网络后的峰值时降低所述高频增益级的增益，当高频分量峰值小于低频分量经过阈值网络后的峰值时提高所述高频增益级的增益，直到高频分量峰值与低频分量经过阈值网络后的峰值相等时整个链路的带宽实现稳定，当前级信号频谱出现变化时再进行上述调整。与传统的通过调整跨阻放大器补偿网络进行带宽调节的方式相比，由于本发明的输入变量是信号的频谱，所以不会造成带宽的超调或调整不到位，不管在大信号还是小信号输入时带宽均可保持稳定。

本实施例中以将本发明提出的一种自适应带宽调整电路应用于光通信tia芯片的第二级和第三级之间进行说明，但本发明的自适应带宽调整电路同样适用于其他有信号链路的芯片。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围之内。