电压数字转换器的控制电路及电阻传感器读出电路的制作方法

本实用新型属于电子电路技术领域，尤其涉及一种电压数字转换器的控制电路及电阻传感器读出电路。

背景技术：

随着电子技术的快速发展，电压检测技术得到了快速的发展；在实际应用过程中，技术人员直接得到被测物体的相关性能参数，尤其是当被测物体的性能参数以非电量的形式(比如压力、应力、位移、微小形变等)呈现时，那么只能将这些非电量的性能参数转换为电压等；当得到被测物体的电压值时，通过对于该电压值的检测和分析就能够得出所述被测物体的工作状态，比如通过被测物体的电压值变化量能够得出被测物体的温度、压力、湿度以及形变等一系列数据；然而在对于被测物体的电压值进行处理、分析过程中，通过检测电路检测到的被测物体的电压值仅仅为一模拟量，技术人员无法对该模拟量直接进行运算处理，需要将该模拟量转换而数字信号，比如通过二进制编码信号来表达电压模拟量的幅值；因此传统技术中的电压检测方法必须要采用数字转换器将连续的电压模拟量转换为外界计算机设备可识别的数字信号，通过该数字信号实现对于电压值的实时处理功能。

在传统技术中的数字转换器中，模数转换设备需要一个稳定的电流源偏置，通过该电流源来驱动数字转换器来实现模数转换功能；若技术人员想要获得更高的信噪比，那么数字转换器就必须要采用功率更大的偏置电流，这就导致了数字转换器存在较大的功耗；那么若技术人员采用一些方法降低数字转换器的功耗，那么数字转换器中电子元器件的工作状态将会受到很大的影响，数字转换器输出的数字信号的精度和分辨率就无法得到保证，通过该数字信号无法准确地得到相应电压值，降低了数字转换器的控制精度和控制响应速度，用户的使用体验不佳。

技术实现要素：

有鉴于此，本实用新型实施例提供了一种电压数字转换器的控制电路及电阻传感器读出电路，旨在解决传统的技术方案中的电压数字转换器存在较大的功耗，信号转换的稳定性较差，以及通过电压数字转换器得到的数字信号的精度和分辨率较低的问题。

本实用新型实施例的第一方面提供了一种电压数字转换器的控制电路，包括：

被配置为根据第一控制信号进行接入或者关断参考电压和/或共模电压的开关模块；

与所述开关模块连接，被配置为根据所述参考电压和所述共模电压进行充电或者放电的储能模块；

与所述储能模块连接，被配置为对所述储能模块输出的电荷进行调制反馈后，输出积分电压的调制模块；以及

与所述调制模块连接，被配置为根据第二控制信号对所述积分电压进行量化处理得到数字编码信号的量化器。

在其中的一个实施例中，所述开关模块包括：第一开关管和第二开关管；所述第一控制信号包括：第一驱动信号和第二驱动信号；

其中，所述第一开关管的第一导通端接入所述参考电压，所述第二开关管的第一导通端接入所述共模电压，所述第一开关管的第二导通端和所述第二开关管的第二导通端共接于所述储能模块；

所述第一开关管的控制端接入所述第一驱动信号，所述第一开关管根据所述第一驱动信号的电平状态导通或者关断；

所述第二开关管的控制端接入所述第二驱动信号，所述第二开关管根据所述第二驱动信号的电平状态导通或者关断。

在其中的一个实施例中，所述第一驱动信号的电平状态和所述第二驱动信号的电平状态满足以下条件：

在上式中，所述“+”代表信号的逻辑与运算，所述n1为第一驱动信号的电平状态，所述n2为第二驱动信号的电平状态，所述y＝0或者1，所述为所述y的相反值，所述φ1d为第一电平信号，所述φ2d为第二电平信号，并且所述第一电平信号和第二电平信号的相位交错。

在其中的一个实施例中，所述储能模块包括：第一电容；

其中，所述第一电容的第一端接所述开关模块，所述第一电容的第二端接所述调制模块。

在其中的一个实施例中，所述调制模块包括：

与所述储能模块连接，被配置为根据开关信号进行导通或者关断，转移并且调节所述储能模块输出的电荷的开关单元；以及

连接在所述开关单元与所述量化器之间，被配置为对所述储能模块输出的电荷进行积分和比较放大，以输出所述积分电压的过零单元。

在其中的一个实施例中，所述开关信号包括第一开关信号和第二开关信号；

所述开关单元包括：可变电阻、第三开关管以及第四开关管；

其中，所述第三开关管的第一导通端接入所述共模电压，所述第三开关管的第二导通端和所述可变电阻的第一端共接于所述储能模块，所述可变电阻的第二端接所述第四开关管的第一导通端，所述第四开关管的第二导通端接所述过零单元；

所述第三开关管的控制端接入所述第一开关信号，所述第三开关管根据所述第一开关信号的电平状态导通或者关断；

所述第四开关管的控制端接入所述第二开关信号，所述第四开关管根据所述第二开关信号的电平状态导通或者关断。

在其中的一个实施例中，所述第一开关信号和所述第二开关信号的相位交错。

在其中的一个实施例中，所述量化器包括：第一电压输入端、第二电压输入端、控制端以及数字信号输出端；

其中，所述量化器的第一电压输入端接所述过零单元，所述量化器的第二电压输入端接所述共模电压，所述量化器的控制端接入所述第二控制信号，所述量化器根据所述第二控制信号的电平状态工作或者停止；

在所述量化器工作时，所述量化器对所述积分电压和所述共模电压进行差分运算以生成所述数字编码信号，所述量化器的数字信号输出端输出所述数字编码信号；

所述第二控制信号的相位和所述第二开关信号的相位相同。

在其中的一个实施例中，所述过零单元包括：比较器、积分电容、第五开关管以及恒流源；

其中，所述比较器的第一输入端接入所述共模电压，所述比较器的第二输入端和所述积分电容的第一端共接于所述开关单元，所述积分电容的第二端、所述第五开关管的第一导通端、所述比较器的输出端以及所述恒流源的第一端共接于所述量化器，所述恒流源的第二端接地；

所述第五开关管的第二端接第一直流电源；

所述第五开关管的控制端接入第三驱动信号，所述第五开关管根据所述第三驱动信号的电平状态导通或者关断。

本实用新型实施例的第二方面提供了一种电阻传感器读出电路，包括：

被配置输出驱动电流的电流源；

与所述电流源连接，被配置为根据外界扰动量改变自身阻值的电阻传感器；

与所述电阻传感器连接，被配置为采集所述电阻传感器的运行电流的变化量，并将所述运行电流的变化量转换为参考电压的电压转换器；以及

如上所述电压数字转换器的控制电路，所述电压数字转换器的控制电路与所述电压转换器连接，所述电压数字转换器的控制电路接入所述参考电压并转换成数字编码信号。

上述的电压数字转换器的控制电路通过储能模块进行充电或者放电，在电压数字转换器的控制电路对电压进行模数转换过程中，通过储能模块输出的电能即能够向调制模块提供工作电能，又能够作为调制模块的偏置电能，实现了电能的复用，降低了开关功耗，本实施例中的电压数字转换器的控制电路能够持续性地实现模数转换的功能，以稳定地输出数字编码信号，提高了所述电压数字转换器的控制电路的实用价值；同时本实用新型实施例中的调制模块对于电荷采用δ∑调制方法，及时滤除了参考电压中的噪声分量，避免了电压信号转换过程中信号失真问题，本实用新型实施例中的量化器可获取更加真实的电压值，数字编码信号可根据参考电压的变化而发生变化，模数转换的精度更高，响应速度更快，可以获得更高的分辨率；从而本实用新型实施例中的电压数字转换器的控制电路能够极大地提高电压采样精度，给用户带来更佳的使用体验；避免了传统技术中电压数字转换器的控制电路的功耗过大，以及数字信号的精度和分辨率较低的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型一实施例提供的电压数字转换器的控制电路的结构示意图；

图2为本实用新型一实施例提供的调制模块的结构示意图；

图3为本实用新型一实施例提供的电压数字转换器的控制电路的具体电路结构；

图4为本实用新型一实施例提供的图3中电压数字转换器的控制电路的对比参照电路结构；

图5为本实用新型一实施例提供的各个控制信号的波形曲线图；

图6为本实用新型一实施例提供的图3中电压数字转换器的控制电路的等效电路分析图；

图7为本实用新型一实施例提供的各个控制信号以及各个节点电压的波形曲线图；

图8为本实用新型一实施例提供的图6中电压数字转换器的控制电路的一种等效电路结构图；

图9为本实用新型一实施例提供的图6中电压数字转换器的控制电路的另一种等效电路结构图；

图10为本实用新型一实施例提供的积分器输出的积分电压的波形变化图；

图11为本实用新型一实施例提供的电阻传感器读出电路的结构示意图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

请参阅图1，本实用新型实施例提供的电压数字转换器的控制电路10的结构示意图，通过该电压数字转换器的控制电路10能够实现电压的精确模数转换功能，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

如图1所示，电压数字转换器的控制电路10包括：开关模块101、储能模块102、调制模块103以及量化器104。

其中，开关模块101根据第一控制信号进行接入或者关断参考电压vref和/或共模电压vcom。

可选的，所述开关模块101根据第一控制信号c1的电平状态导通或者关断；示例性的，当所述第一控制信号c1为第一电平状态时，开关模块101导通，当第一控制信号c1为第二电平状态时，开关模块101关断，其中第一控制信号包括电路通断控制信息，通过第一控制信号的电平状态能够及时改变开关模块101的导通或者关断状态；开关模块101能够实现电压传输功能，因此本实施例中的开关模块101具有较高的控制响应速度。

需要说明的是，所述第一电平状态为高电平状态或者低电平状态，并且所述第一电平状态和第二电平状态的相位交错；示例性的，第一电平状态为高电平状态，则第二电平状态为低电平状态。

在本实施例中，当开关模块101接入参考电压vref和/或共模电压vcom；参考电压vref和共模电压vcom包括相应的电压信息，当电压信息发生变化时，所述电压数字转换器的控制电路10所接入电能也会发生相应的改变；通过参考电压vref能够向电压数字转换器的控制电路10提供原始的驱动电能，通过该参考电压vref和共模电压vcom可使电压数字转换器的控制电路10处于稳定的工作状态；所述电压数字转换器的控制电路10的电能输入状态具有良好的可操控性和灵活性的电路结构，所述电压数字转换器的控制电路10可根据技术人员的操作指令进行模数转换，所述电压数字转换器的控制电路10具有更高的实用价值。

储能模块102与所述开关模块101连接，被配置为根据所述参考电压vref和所述共模电压vcom进行充电或者放电。

在本实施例中，所述储能模块102具有电能存储的功能，并且储能模块102存在相应的电荷量；当开关模块101将不同的电压输出至储能模块102时，则储能模块102可根据开关模块101输出的电压进行充电或者放电，以实现电能的转换功能；进而本实施例中的电压数字转换器的控制电路10能够改变电能的幅值，根据储能模块102中的电能变化量能够更加准确地得到参考电压的波动量，通过储能模块102上的电荷量可实现更加精确的模数转换功能，加快了电压数字转换器的控制电路10的模数转换效率。

调制模块103与所述储能模块102连接，被配置为对所述储能模块102输出的电荷进行δ∑调制反馈后，输出积分电压。

其中，储能模块102可根据开关模块101的导通状态或者关断状态进行充电或者放电，所述储能模块102输出的电荷能够为调制模块103提供供电电能，以使所述调制模块103处于稳定的工作状态；并且储能模块102输出的电荷能够为调制模块103提供偏置电能，通过δ∑调制反馈来改变调制模块103中积累的电荷，在开关模块101根据第一控制信号处于不同导通或者关断时间内，通过调制模块103输出的积分电压并不相同；通过该调制模块103能够对储能模块102输出的电荷进行去除噪声处理，并且减少电荷中波动量；所述调制模块103能够自适应调节积分电压中的幅值，以使所述积分电压能够实时跟随所述开关模块101输入电压发生变化，有利于保障本实施例中电压数字转换器的控制电路10对于电压模拟量的转换精度和转换效率，所述电压数字转换器的控制电路10具有更高动态调制性能。

量化器104与所述调制模块103连接，被配置为根据第二控制信号对所述积分电压进行量化处理得到数字编码信号。

其中，所述调制模块105将积分电压输出至量化器104，通过量化器104能够获取相关电压信息，并按照积分电压的幅值进行分类，该积分电压代表每一个区间的电荷幅值；该量化器104能够将模拟量转换为数字模式，所述数字编码信号属于离散的数字信号；其中第二控制信号能够改变量化器104的工作状态，以使量化器104能够持续、稳定地输出数字编码信号；示例性的，通过第二控制信号的电平状态能够实时改变量化器104的数字信号转换功能，只有当量化器104处于正常、稳定的工作状态时，电压数字转换器的控制电路10才能够输出相应的数字编码信号；从而本实施例通过量化器104能够保障电压数字转换器的控制电路10的数字转换功能的稳定性和可靠性，电压数字转换器的控制电路10可根据电压模拟量的变化量实时输出相应的数字信号，实用价值极高；示例性，量化器104与外部的移动终端连接，所述量化器104可直接将数字编码信号输出至外部的移动终端，通过该移动终端能够精确地识别并且解析该数字编码信号，通过外部的移动终端实时显示电压的具体幅值，给用户带来更佳的使用体验；本实施例中的电压数字转换器的控制电路10能够适用于各个不同的技术领域中，适用范围极广。

在图1示出的电压数字转换器的控制电路10中，通过开关模块101能够接入电压信息，并且通过第一控制信号的电平状态能够改变开关模块101的工作状态，以使电压数字转换器的控制电路10可根据技术人员的实际需求进行电压的模数转换，提高了电压数字转换器的控制电路10的可操控性；通过储能模块102的充放电操作可改变电能的传输形式，通过储能模块102输出的电荷能够为调制模块103提供电能复用的功能，保障了储能模块102输出的电能利用率以及电压数字转换器的控制电路10的模数转换效率，本实施例中的电压数字转换器的控制电路10无需设定专门为调制模块103提供偏置电流，有效地降低了所述电压数字转换器的控制电路10的功耗，节省了电压数字转换器的控制电路10的空间体积；并且通过δ∑调制反馈方法能够改变储能模块102输出的电荷幅值，实现对于电能的自适应调节，积分电压可根据参考电压vref的变化而发生变化，电压数字转换器的控制电路10具有更高的信噪比，提高了量化器104输出的数字编码信号的精确度和分辨率，通过该电压数字转换器的控制电路10可实现更高的模数转换性能；当通过电压数字转换器的控制电路10输出数字模式的电压信号时，外部的电路能够实现对于该电压信号的智能分析以及处理，给用户带来良好的使用体验，进而所述电压数字转换器的控制电路10具有极广的适用范围；有效地解决了传统技术中电压模拟量在进行模数转换的过程中存在较大的功耗，电压模拟量在调制转换过程中被噪声干扰，传统的电压数字转换器的控制电路转换得到的数字信号分辨率较低，信号的转换速率较慢，难以普遍适用的问题。

作为可选的实施方式，图2示出了本实施例提供的调制模块103的结构示意，相比于图1中的电压数字转换器的控制电路10，图2中调制模块103具体包括：开关单元1031和过零单元1032。

其中，开关单元1031与所述储能模块102连接，被配置为根据开关信号进行导通或者关断，转移并且调节所述储能模块102输出的电荷。

可选的，所述开关单元1031根据开关信号的电平状态导通或者关断；示例性的，若开关信号为第一电平状态，则开关单元1031导通；开关信号为第二电平状态，则开关单元1031关断；因此本实施例中的开关单元1031具有较为灵活的控制方式。

在本实用新型实施例中，通过开关信号能够及时改变调制模块103的信号调制功能，以使所述电压数字转换器的控制电路10能够按照技术人员的实际需求输出相应的数字编码信号，保障了电压数字转换器的控制电路10的实用价值；通过开关单元1031能够保障储能模块102输出的电荷在传输过程中的完整性和稳定性，并且开关单元1031能够改变电荷的幅值和传输速率，以使电压数字转换器的控制电路10中的电荷量始终处于安全的工作状态，并根据开关单元1031输出的电荷可实现正常的模式转换功能，所述电压数字转换器的控制电路10输出的数字编码信号可根据输入的电压值发生自适应改变。

过零单元1032连接在所述开关单元1031与所述量化器104之间，被配置为对所述储能模块102输出的电荷进行积分和比较放大，以输出所述积分电压。

当开关单元1031将电荷输出至过零单元1032时，通过对电荷进行积分操作能够消除电荷中的误差，避免外界的干扰量对电荷的模数转换过程造成干扰，通过积分后的电荷能够精确地映射出电压数字转换器的控制电路10输入的电压模拟量的变化情况，对于电荷进行积分操作能够保障了电压数字转换精度，以使所述数字编码信号具有更高稳态值；同时对于电荷的幅值进行比较放大后，可提高了调制模块103对于电荷的调制精度，过零单元1032可按照操作指令对于电荷实现更加精确地准确功能；因此本实施例中的过零单元1032通过电荷进行自适应动态δ∑调制反馈控制后，过零单元1032输出的电压信息能够与电压数字转换器的控制电路10输入的电压可保持同步变化，优化了对于模拟电压信号的数字转换步骤，以使所述电压数字转换器的控制电路10能够按照技术人员的实际需求输出精确的数字信号，提高了电压数字转换器的控制电路10的适用范围，用户的使用体验更佳。

作为一种可选的实施方式，图3示出了本实施例提供的电压数字转换器的控制电路10的具体电路结构，如图3所示，所述开关模块101包括：第一开关管m1和第二开关管m2；所述第一控制信号包括：第一驱动信号和第二驱动信号；

其中，所述第一开关管m1的第一导通端接入所述参考电压vref，所述第二开关管m2的第一导通端接入所述共模电压vcom，所述第一开关管m1的第二导通端和所述第二开关管m2的第二导通端共接于所述储能模块102，当第一开关管m1和第二开关管m2分别处于不同的导通或者关断状态，则开关模块101将不同幅值的电压传输至储能模块102，以实现储能模块102不同电能存储功能。

所述第一开关管m1的控制端接入所述第一驱动信号，所述第一开关管m1根据所述第一驱动信号的电平状态导通或者关断；示例性的，当第一驱动信号为第一电平状态，则第一开关管m1的第一导通端和第二导通端之间导通；当第一驱动信号为第二电平状态时，则第一开关管m1的第一导通端和第二导通端之间关断。

所述第二开关管m2的控制端接入所述第二驱动信号，所述第二开关管m2根据所述第二驱动信号的电平状态导通或者关断；示例性的，当第二驱动信号为第一电平状态，则第二开关管m2的第一导通端和第二导通端之间导通；当第二驱动信号为第二电平状态时，则第二开关管m2的第一导通端和第二导通端之间关断。

示例性的，第一开关管m1为mos管或者三极管，第二开关管m2为mos管或者三极管；例如，第一开关管m1和第二开关管m2都为mos管，当mos管的栅极接入不同电平状态的控制信号时，则mos管的漏极和源极之间导通或者关断，以实现不同的电压传输效果。

在图3中开关模块101的电路结构中，通过结合第一开关管m1和第二开关管m2之间的导通或者关断状态，所述开关模块101能够输出不同幅值的电压，通过该电压能够实现储能模块102的充电或者放电操作；因此本实施例利用第一开关管m1和第二开关管m2这两者之间的导通或者关断效果能够实现储能模块102的充放电控制性能，所述开关模块101具有较高的控制响应速度，结合第一开关管m1和第二开关管m2可使储能模块102处于接入不同的电压，提高了开关模块101的可操控性；进而所述电压数字转换器的控制电路10可按照电路的应用需求实现电压模拟量的数字转换功能，灵活性和稳定性更高。

作为一种可选的实施方式，所述第一驱动信号的电平状态和所述第二驱动信号的电平状态满足以下条件：

在上式(1)和上式(2)中，所述“+”代表信号的逻辑或运算，所述n1为第一驱动信号的电平状态，所述n2为第二驱动信号的电平状态，所述y＝0或者1，所述为所述y的相反值，所述φ1d为第一电平信号，所述φ2d为第二电平信号，并且所述第一电平信号和第二电平信号的相位交错。

根据上式(1)和上式(2)生成的第一驱动信号和第二驱动信号这两者的电平状态存在相互关联，那么第一开关管m1和第二开关管m2这两者的通断状态也相互关联；比如设定第一开关管m1和第二开关管m2都为高电压驱动，那么只有当开关管的控制端接入的控制信号为高电平状态时，开关管的第一导通端和第二导通端才导通；若第一电平信号为高电平状态，第二电平信号为低电平状态，y＝1,此时第一驱动信号为高电平状态，第二驱动信号为低电平状态，第一开关管m1导通，第二开关管m2关断；因此本实施例通过信号之间的逻辑运算可得到各个开关管的控制信号的电平状态，以保障开关模块101中各个开关管都处于安全稳定的控制状态，第一开关管m1和第二开关管m2这两者的导通或者关断具有更加灵活的控制方式，响应速度更快，通过开关模块101输出的电压可符合电压数字转换的需求，保障了本实施例中电压数字转换器的控制电路10对于电压模拟量的数字转换精度，所述电压数字转换器的控制电路10具有更高的控制性能。

作为一种可选的实施方式，所述储能模块102包括：第一电容c1；其中，所述第一电容c1的第一端接所述开关模块101，所述第一电容c1的第二端接所述调制模块103。

其中，第一电容c1具有储能的功能，当开关模块101具有不同的导通阶段或者关断阶段，第一电容c1根据参考电压vref和共模电压vcom实现充电操作或者放电操作，第一电容c1能够实现电荷的存储和释放，在此过程中，第一电容c1通过充放电形式进行电荷转换，电压数字转换器的控制电路10接入的电压与第一电容c1的电荷变化量存在一一对应的关系，那么根据第一电容c1输出的电荷能够精确地得出参考电压vref的具体幅值；因此本实施例中的储能模块102具有较为简化的电路结构，利用第一电容c1可改变电荷在传输过程中的精度，避免了电压在转换过程中出现较大的损耗；所述储能模块102能够对参考电压vref和共模电压vcom进行电压转换功能，提高了所述电压数字转换器的控制电路10的模数转换效率，简化了电压数字转换器的控制电路10的内部电路结构，数字信号的转换精度更高。

作为一种可选的实施方式，参照图3，所述开关信号包括第一开关信号和第二开关信号；其中第一开关信号和第二开关信号分别包含相应的电路通断控制信息，本实施例通过第一开关信号和第二开关信号分别使不同的电路处于相应的通断状态，有利于提高所述调制模块103的控制精度和准确率。

所述开关单元1031包括：可变电阻rs、第三开关管m3以及第四开关管m4；其中，所述第三开关管m3的第一导通端接入所述共模电压vcom，所述第三开关管m3的第二导通端和所述可变电阻rs的第一端共接于所述储能模块102，所述可变电阻rs的第二端接所述第四开关管m4的第一导通端，所述第四开关管m4的第二导通端接所述过零单元1032。

当所述储能模块102将电荷输出至开关单元1031，由于可变电阻rs自身的阻值可发生相应的变化，并且所述可变电阻rs能够起到限流和消耗电能的作用，因此通过可变电阻rs能够及时改变电压数字转换器的控制电路10中传输的电荷量，以使过零单元1032能够完全接收到额定的电荷，并且通过开关单元1031输出的电能能够为过零单元1032提供偏置电流/电压，保障了数字转换器10的电压数字转换稳定性和安全性，本实施例中的电压数字转换器的控制电路10具有更加广泛的应用范围。

所述第三开关管m3的控制端接入所述第一开关信号，所述第三开关管m3根据所述第一开关信号的电平状态导通或者关断；示例性的，当第一开关信号为第一电平状态时，第三开关管m3导通，第一开关信号为第二电平状态时，第三开关管m3关断；所述第四开关管m4的控制端接入所述第二开关信号，所述第四开关管m4根据所述第二开关信号的电平状态导通或者关断；示例性的，第二开关信号为第一电平状态时，第四开关管m4导通，第二开关信号为第二电平状态时，第四开关管m4关断；从而本实施例中的第三开关管m3和第四开关管m4具有较为灵活的通断操控方式。

可选的，第三开关管m3为mos管或者三极管，第四开关管m4为mos管或者三极管，本实施例中的开关单元1031具有较为兼容的电路结构。

可选的，所述第一开关信号和所述第二开关信号的相位交错；第三开关管m3和第四开关管m4可分别处于不同的导通或者关断状态，开关单元1031可按照技术人员的实际需求导通或者关断，可操控性极强；并且通过可变电阻rs能够及时改变电荷量，以使参考电压vref和共模电压vcom具有更高的可调整性，电压数字转换器的控制电路10对于电荷量可进行实时调整，避免电压数字转换器的控制电路10中的运行电压超出安全的幅值；通过开关单元1031输出的电荷能够更加精确地得到电压数字转换器的控制电路10输入电压变化情况，电压数字转换器的控制电路10根据开关单元1031输出的电荷实现更加精确的电压数字转换功能，所述数字编码信号具有更高的分辨率；因此本实施例中的开关单元1031具有灵活的电路结构，提高了电荷在开关单元1031中传输的稳定性和安全性，电压数字转换器的控制电路10能够保持稳定的工作状态，所述电压数字转换器的控制电路10具有更广的适用范围。

作为一种可选的实施方式，参照图3，所述量化104器包括：第一电压输入端、第二电压输入端、控制端以及数字信号输出端；

其中，所述量化器104的第一电压输入端接所述过零单元1032，通过过零单元1032能够将积分电压输出至量化器104；所述量化器104的第二电压输入端接所述共模电压vcom，所述量化器104的控制端接入所述第二控制信号c2，所述量化器104根据所述第二控制信号c2的电平状态工作或者停止；示例性的，当第二控制信号c2为第一电平状态，则量化器104处于工作状态，当第二控制信号c2为第二电平状态，则量化器104处于停止状态；因此本实施例通过第二控制信号c2能够及时改变量化器104的电压数字转换功能，提高电压数字转换器的控制电路103的电压数字转换效率及其可控性。

在所述量化器104工作时，所述量化器104对所述积分电压和所述共模电压进行差分运算以生成所述数字编码信号，所述量化器的数字信号输出端输出所述数字编码信号；在所述量化器104停止时，量化器104无法实现对于电压的数字转换功能，此时电压数字转换器的控制电路10无法输出数字编码信号。

所述第二控制信号c2的相位和所述第二开关信号的相位相同。

在本实施例中，量化器104的电压数字转换功能与开关单元1031的通断状态具有关联性，当开关单元1031对于电荷量进行调节后，过零单元1032输出的积分电压也会发生相应的改变，并且积分电压的变化情况能够完全与参考电压vref的变化情况保持一致，量化器104能够获取相应的电压变化信息，并根据该电压变化信息进行模数转换；其中共模电压vcom能够提供电压基准信息，根据积分电压和共模电压vcom之间的幅值差异能够得到积分电压的波动情况，对于该幅值差异进行差分运算后，将积分电压分为不同的电压幅值区间，每一个区间的积分电压对应一个具体的数值，以输出相应的数字编码信号；因此本实施例中的量化器104可根据技术人员的实际需要实时地将电荷量区分为不同的离散数值，以实现电压数字转换器的控制电路104的电压数字转换功能；从而本实施例中的电压数字转换器的控制电路10具有较佳的整体协调控制性能，降低了本实施例中的模数转换步骤，数字编码信号的产生成本更低。

作为一种可选的实施方式，参照图3，所述过零单元1032包括：比较器cmp、积分电容cf、第五开关管m5以及恒流源if。

其中，所述比较器cmp的第一输入端接入所述共模电压vcom，所述比较器cmp的第二输入端和所述积分电容cf的第一端共接于所述开关单元1031，所述积分电容cf的第二端、所述第五开关管m5的第一导通端、所述比较器cmp的输出端以及所述恒流源if的第一端共接于所述量化器104，所述恒流源if的第二端接地gnd；其中，恒流源if能够输出稳定的直流电流，通过该恒流源if能够自适应调节积分电容cf输出的电压，以使过零单元1032能够对于电荷实现稳定、安全的反馈、调节作用。

需要说明的是，本实施例中的比较器cmp的第一输入端为正相输入端或者反相输入端，对此不做限定；若比较器cmp的第一输入端为正相输入端，则比较器cmp的第二输入端为反相输入端。

所述第五开关管m5的第二端接第一直流电源vcc1；所述第五开关管m5的控制端接入第三驱动信号，所述第五开关管m5根据所述第三驱动信号的电平状态导通或者关断；示例性的，第三驱动信号为第一电平状态，则五开关管m5导通，第三驱动信号为第二电平状态，则五开关管m5关断；因此本实施例中的第五开关管m5具有较为灵活的控制方式。

可选的，所述第一直流电源vcc1为+3v～+5v直流电源，通过第一直流电源vcc1能够将直流电能输出至积分电容cf，通过该直流电能能够保障过零单元1032实现稳定的电能积分过程，调制模块103对于电能实现自适应的反馈调制功能。

在图3示出的过零单元1032的具体电路结构中，利用积分电容cf的电能积分作用，当开关单元1031将调节后的电荷输出至过零单元1032时，比较器cmp的第一输入端的电荷和第二输入端的电荷之间存在电荷差，比较器cmp对于该电荷差进行放大后输出电压，以实现电能数字切换功能；并且积分电容cf在接入电荷的过程中，积分电容cf的两端电压不能突变，通过积分电容cf对于比较器cmp输出的电压具有积分作用，通过该积分作用能够缓慢地调整比较器cmp输出的电压幅值，避免比较器cmp输出的电压存在误差；本实施例中比较器cmp的输出端的电压与参考电压vref的幅值能够保持完全一致，过零单元1032可进行精确的电荷转移，保障了电压数字转换器的控制电路10对于电压的数字转换精度，通过积分电容cf能够对于电荷转换过程中的误差进行自适应调节，提高了调制模块103的抗混叠性能以及分辨率；从而过零单元1032利用比较器cmp、积分电容cf以及恒流源if实现电荷的等同的转移，将电荷转换为可直接量化计算的积分电压，以完成对于电荷的δ∑调制反馈，电压数字转换器的控制电路10对于电荷进行更加快速、精确的转换调制，提高了电压数字转换过程中的信噪比，过零单元1032对于电荷的积分和放大操作具有更高的可调整性，通过该积分电压能够驱动电压数字转换器的控制电路10能够精确地实现模数转换功能，降低了数字转换器10的功耗，以使所述数字转换器10具有更广的适用范围，保障了数字转换器10的兼容性和实用性。

为了更好的说明上述实施例中电压数字转换器的控制电路10的工作原理，下面将通过一系列的对比实验来说明电压数字转换器的控制电路10对于电压模数转换原理，以及电压数字转换器的控制电路10实现电压数字转换的优异性能，具体如下：

为了更好的说明所述电压数字转换器的控制电路10的工作性能，图4示出了一个对比实验参照电路，其中在图4中的电压数字转换器的控制电路40与图3中的电压数字转换器的控制电路10，这两者主要的区别在于：图4中的过零单元4032采用了跨导放大器ota替代了图3中的比较器cmp，其中所述跨导放大器ota能够将其输入的两端电压进行差分运算以转换为输出电流，进而所述电压数字转换器的控制电路40根据所述电流生成离散的数字编码信号；那么图3中的电压数字转换器的控制电路10与图4中的电压数字转换器的控制电路40这两者的区别可概括为：图3中的电压数字转换器的控制电路10利用比较器cmp+积分电容cf来实现电荷转换，图4中的电压数字转换器的控制电路40利用跨导放大器ota+积分电容cs2来实现电荷转换。

需要说明的是，图4中电压数字转换器的控制电路40仅仅作为图3中电压数字转换器的控制电路10的对比参照量而已，并非意味着构成本申请的传统技术。

下面将分析图4中电压数字转换器的控制电路40的电荷转换过程，具体如下：

电容cs1上有的电荷量取决于开关管ms1和开关管ms2这两者的导通或者关断时间；其中所述开关管ms1的控制信号的电平状态和开关管ms2的控制信号的电平状态可分别参照上式(1)和上式(2)；示例性的，图5示出了各个信号的波形曲线，其中在图5中，各个字母代表的物理含义为：

φ1d、φ2d与上式(1)、上式(2)中的第一电平信号和第二电平信号对应，φ1代表第一开关信号，φ2代表第二开关信号，φpre代表第三驱动信号，φs代表恒流源的控制信号，v0代表积分电压，vz代表跨导放大器ota的第一输入端的电压(或者比较器cmp的第一输入端的电压)；需要说明的是，图3中的电压数字转换器的控制电路10与图4中的电压数字转换器的控制电路40具有相同的控制信号时序，因此图5中的信号的波形曲线可同时适用于图3和图4。

在信号的每个周期内，电容cs1上的电荷都会转移至电容cs2上，当y＝1或者0时，根据上式(1)和上式(2)，其转移的电荷量分别为：(vref-vcm)·cs1或者(vcm-vref)·cs1，其中所述cs1为电容cs1的容值，将跨导放大器ota定位在采样δσ调制反馈环路中，并添加量化器404，使y在ф2的下降沿更新为新值，迫使cs1的平均值qz接近为零；因此，存在下列等式：

qz＝(vref-vcm)·cs1·n(1)+(vcm-vref)·cs1·n(0)＝0(3)；

其中n(1)和n(0)分别使单比特输出流y中1或0的数量，并且单比特输出流y的总数量n＝n(1)+n(0)。y的平均值可有下式给出：

由于在求取跨导放大器ota的第一输入端的节点电压时，跨导放大器ota的第一输入端和第二输入端存在虚拟接地条件，在积分阶段(φ2为高电平)，积分电压和跨导放大器ota的第一输入端的节点电压都是以指数变化的形式稳定地变化至稳定值，以驱动电压数字转换器的控制电路40能够稳定地、安全地输出数字编码信号。

对于上述数字转换器40的工作原理，下面分析图3中数字转换器10的工作原理：首先将vz设定成大于，那么v0会在短预设时间阶段φpre上拉至第一直流电源vcc1，此后积分电容cf和恒流源if接通以建立积分器，如图5所示，比较器cmp的第一输入端和第二输入端会存在虚拟接地状态(vz＝vcm)，并关闭恒流源if，其中图5中的td为数字转换器40的电压数字转换延迟时间；那么图3中的比较器cmp与图4中的跨导放大器ota这两者存在相同的虚拟接地条件，并且第一电容c1上的所有电荷已经全部转移到积分电容cf，因此，所述yave应与图4中电压数字转换器的控制电路40中的yave对应相同(即yave＝1/2)；因此图3中的数字转换器10将电荷变化量稳定地转换至离散的数字编码信号。

为了更好地说明图3中电压数字转换器的控制电路10中电荷的转移、变化情况，图6示出了图3中电压数字转换器的控制电路10的等效电路分析图，图6中的电路图还存在了4个寄生电容：cpx、cpw、cpz、cpo；其中寄生电容是由于多个电容之间的互容现象所产生的，寄生电容会在电路的工作过程中存储部分电荷，消耗一些电能，进而导致电压数字转换器的控制电路10中电荷在转移过程中存在电荷计算误差；因此为了更加精确地分析出电压数字转换器的控制电路10的电压数字转换过程，下面结合图6来分析电荷的转移过程，具体如下：

在图6中，由比较器cmp、积分电容cf以及恒流源if组成积分器，在过零单元1032对电荷进行δ∑调制反馈过程中，这里的恒流源if既用于稳定积分器的输出电压(积分电压)，又用于改变积分器中的偏置电流，以使过零单元1032输出的积分电压的变化情况能够完全与开关单元1031输出电荷量的变化情况保持一致；其中图7示出了本实施例提供的各个控制信号以及各个节点电压的波形曲线，结合对比附图5和附图7；其中图7中的vo为节点o的电压，vz为节点z的电压，vw为节点w的电压，vx为节点x的电压，所述节点o、节点z、节点w以及节点x的具体位置如图7所示，比如节点x和节点w位于可变电阻rs的两端；参照上述附图3和附图4中的电荷转移分析过程；在图6中，比较器cmp的第一输入端和第二输入端虚拟接地时，vz＝vcm，vx＝vcm+vrs(参见附图7)；从第一电容c1输出的电荷为：(vref-vcm+vrs)·c1或者(vcm-vref+vrs)·c1，其中所述c1为第一电容c1的容值，在上式(1)和上式(2)中，所述y＝1或者0；因此根据第一电容c1的充放电均衡原理，可推导出下列公式：

qz＝(vref-vcm+vrs)·c1·n(1)+(vcm-vref+vrs)·c1·n(0)＝0(5)

则yave根据以下公式变化：

比较上式(5)和上式(6)在加上rs，存在：

在上式(7)中，所述δyave为yave的变化量，那么结合上式(5)、(6)以及(7)，可以通过电压数字转换器的控制电路10中的yave观察到可变电阻rs的变化量；当0<yave<1和则设定电压数字转换后的参数为1，vref和vcm必须用可变电阻rs进行调整，若可变电阻rs的阻值看作为标称电阻ro和可变电阻范围δrs这两者的组合，那么vref和vcm必须使用标称电阻ro和可变电阻范围δrs进行优化，其中rs＝ro+δrs。

为了简化对于电荷的转移分析过程，图8示出了本实施例提供的图6的等效电路结构，其中图8中示出了第一电容c1中电荷的转移过程；如图8所示，在恒流源if的理想状态下(即恒流源if不存在内阻)，请参照图8，来自恒流源if的所有电流i将流经可变电阻rs，即i＝irs，其中irs为流程可变电阻rs的电流，但是由于电流i的某些部分将被寄生电容cpx、cpw、cpz以及cpo分流，即i≠irs，假设irs在接近微小时间间隔dt内是恒定的，积分电容cf对电荷存在积分作用，则存在下列等式：

dvx＝dvw＝dvz(8)

节点x，节点w以及节点z导航的电荷守恒定律可用如下公式表示：

dvx·(cs+cpx)+dvw·cpw+dvz·cpz+(dvz-dvo)·cf＝0(9)

结合i和irs，存在以下公式：

i·dt＝dvo·cpo+(dvo-dvz)·cf(10)

irs·dt＝dvx·(c1+cpx)(11)

因此组合上式(8)～上式(11)，可以获得irs与i的比率：

通过上式(12)可得出，irs与i的比率与可变电阻rs无关，在电压数字转换器的控制电路10对于电荷进行转换、测量期间，c1和cf以及这些寄生电容cpx、cpw、cpz以及cpo的容值都是保持恒定不变的，因此当可变电阻rs变化时不会引起积分电压的非线性变化，所述调制模块103能够对电荷进行稳定的调制，以提高电荷转移的精度。

图8中的等效电路结构是在理想情况下，然而在实际应用过程中，恒流源if会存在等效内阻rc，该等效内阻rc会影响过零单元1032的电流偏置过程；图9示出了本实施例提供的图6中电压数字转换器的控制电路10的另一种等效电路结构，相比于图8中的等效电路结构，图9中的恒流源if还存在等效内阻rc；在图9中，恒流源if输出的电流i在每个周期内保持不变；然而在实际的恒利源if存在内阻rc，这就导致变化电流i[n]：

i[n]＝ic+ir[n]＝ic+vo[n]/rc(13)

其中参照图9，所述等效电阻rc与恒流源if并联，在上式(13)中，ic是流入理想电流源的电流，ir[n]是流入内阻rc的电流，这种变化的电流i[n]会使电压降变化vrs[n]＝i[n]·rs，那么这种变化电流i[n]将会使可变电阻rs的电压测量过程中存在一些误差，降低电荷转移计算的精度。

作为δ∑调制反馈的结果，积分器的输出电压(积分电压)vo应该关于vcm对称，并且与vcm具有对应的波形曲线，那么i[n]＝i+δi与vo保持一致，假设：

δi[n]＝(vo[n]-vcm)/rc(15)

结合上式(5)、(14)以及(15)，可得到以下公式：

在上式(16)中，所述n为大于1的整数；假如内阻rc是无穷大的，例如在理想的电流源中，将公式(16)代入上式(5)中，那么公式(16)中的这部分表示是由非理想电流源引起的输入参考噪声。

此外可以被视为具有均匀改了密度函数的随机过程；因此输入参考噪声误差功率可以通过如下公式计算得出：

其中，通过公式(17)可看出所述恒流源的内阻rs对于积分器的电荷转移过程所造成的误差可以忽略不急，本实施例中的电压数字转换器的控制电路10对于电荷实现了高精度的δ∑调制反馈功能。

请参阅图7，所述积分器输出的积分电压vo在φ2的有效电平状态结束时，图10示出了本实施例提供的积分电压vo的动态变化示意图，参照图10，对于恒流源if，额外的电荷δvo＝i·td放电到地，以产生过冲电压δvo和δvz分别在节点o和节点z上；此外，因为积分电容cf的延迟时间引起的积分节点z上的误差电荷qerr,zd与可变电阻rs无关；则对上式(5)可修改为如下形式：

qz,zd＝(vref-vcm+vrs)·c1·n(1)+(vcm-vref+vrs)·c1·n(0)+n·qerr,zd＝0(18)

根据上式(18)，电压数字转换器的控制电路10中积分器由于延迟时间所导致的电荷偏移误差为yerr,zd，因此所述yerr,zd可有下列公式给出：

由上式(19)可知，所述电压数字转换器的控制电路10中的电荷偏移误差yerr,zd并不受可变电阻rs的干扰，当所述积分器对电荷进行积分和比较放大输出积分电压后，量化器104可对该积分电压进行精确的数字化转换过程，并实时消除积分电压中的电荷偏移误差yerr,zd，减少电荷转移过程中所引起的检测误差。

与上述积分电容cf存在延迟时间进而导致电荷偏移误差等情况相类似，参照图9，节点o和节点z上也会存在相应的电压过冲，因此满足以下公式：

qerr,zo＝voff·(c1+cpx+cpw)(20)

在上式(20)中，所述voff代表所述积分电容cf的偏置电压，qerr,zd代表所述积分电容cf的偏置电荷，由此可得，积分电容cf的偏置电荷与可变电阻rs的阻值无关；那么节点z的电荷偏移误差yave,zo可有下式计算出：

上式(21)中，节点z的电荷迟延时间仅仅导致积分器输出的电荷出现偏移误差，并且结合上式(21)和上式(19)，本实施例中的电压数字转换器的控制电路10中节点o和节点z中的偏移误差电荷均与可变电阻rs的阻值无关，并不会对量化器104的电压数字转换过程中造成干扰。

因此根据上述对比实验中，本实用新型实施例中的电压数字转换器的控制电路10的工作原理，通过比较器cmp和积分电容cf能够实现对于电荷的自动调整以及积分功能，以防止电荷在传输过程中出现偏差；当储能模块102将电荷传输至调制模块103，通过该调制模块103对于电荷进行自适应转移以及转换，在对于电荷进行δ∑调制反馈后可生成稳定的积分电压，并且积分电压的变化量与电荷的变化量保持完全一致，提高了对于电压的数字转换精确；通过储能模块102输出的电能可向调制模块103提供偏置电能，降低了电能的功能，所述电压数字转换器的控制电路10具有较高的电压数字转换效率；从而本实施例中的电压数字转换器的控制电路10能够避免电荷在传输过程中所产生的电荷干扰误差，提高了电压的δ∑调制反馈的稳定性和可靠性，所述电压数字转换器的控制电路10可根据输入电压的幅值准确地区分为离散的数字编码信号，提高了电压数字转换器的控制电路10中电压数字转换的精度和分辨率，兼容性较高和适用范围更广；有效地解决了传统技术方案中电压数字转换器的控制电路存在较大的总功耗，电压数字转换存在较大误差的问题。

图11示出了本实施例提供的电阻传感器读出电路110的模块结构，所述电阻传感器读出电路110能够采集电阻传感器自身的电阻变化量，根据自身的电阻变化量转换为可识别的数字模式，进而技术人员可直接通过数字量得到电阻传感器的阻值变化情况，提高了对于电阻传感器自身阻值的采集精度和采样准确性；如图11所示，所述电阻传感器读出电路110包括：电流源1101、电阻传感器1102、电压转换器1103以及如上所述电压数字转换器的控制电路10。

电流源1101输出驱动电流。

其中所述驱动电流能够提供驱动电能，通过该驱动电能为电阻传感器读出电路10提供测量电能；当所述电阻传感器读出电路10接入该驱动电流时，电阻传感器读出电路10能够处于稳定的工作状态，保障了对于电阻传感器的阻值的可靠性和稳定性，所述电阻传感器读出电路10具有更高的适用范围及实用价值。

电阻传感器1102与所述电流源1101连接，被配置为根据外界扰动量改变自身阻值。

可选的，所述外界扰动量包括：温度、压力以及湿度等，由于电阻传感器对于外界环境参数的变化具有较高的灵敏度，因此当外界环境参数发生变化时，电阻传感器自身阻值也会发生相应的变化；示例性的，当外界的温度升高时，电阻传感器1102的阻值上升；当外界的温度下降时，电阻传感器1102的阻值降低；因此本实施例中电阻传感器自身的阻值变化量与外界扰动量存在一一对应的关系。

在本实施例中，电阻传感器1102能够利用感知外界环境中各种非电学物理量的变化，并且将各种非电学物理量的变化转换为电学物理量的变化，以实现对于电阻传感器1102自身的阻值精确测量；所述电阻传感器1102能够对于外界各种形式扰动量进行精确检测；根据电阻传感器1102自身阻值的变化量可准确地得到外界环境中各种物理量的变化情况，通过电阻传感器1102自身阻值能够实时监控外界环境的各种物理量的变化情况。

电压转换器1103与所述电阻传感器1102连接，被配置为采集所述电阻传感器1102的运行电流的变化量，并将所述运行电流的变化量转换为参考电压。

电流源1101将驱动电流输出至电阻传感器1102，当所述电阻传感器1102的自身阻值发生变化时，电阻传感器1102的运行电流也会发生变化，根据电阻传感器1102自身的运行电流变化量与电阻传感器1102自身的阻值变化量存在一一对应关系；当电阻传感器1102自身的运行电流发生变化时，电压转换器1103能够采集电阻传感器1102的运行电流的变化量，并且将该运行电流的变化量转换为参考电压，以便于对电阻传感器1102自身的阻值精确测量；从而本实施例中的电压转换器1103能够实现电流-电压的实时转换功能，通过参考电压的幅值可准确地得出电阻传感器1102自身阻值的大小，提高了对于电阻传感器1102自身的电阻的采样精度和电流转换速率，所述电阻传感器读出电路10具有更高的适用范围和普遍性。

需要说明的是，本实施例中电压转换器1103可采用传统技术中的电路结构来实现，对此本文不做限定；示例性的，所述电压转换器103包括：比较器、电阻等电子元器件，当比较器接入电阻传感器1102的运行电流后，利用比较器的电流比较、放大功能，所述比较器能够输出与电流量匹配的参考电压，所述比较器能够对于电能实现精确的转换功能，所述电压转换器1103具有较高的电压转换精度，根据该参考电压能够准确地得到电阻传感器1102的阻值；因此所述电压转换器1103具有兼容的电路结构，制造成本极低，有效地降低了电压转换器1103的电路制造成本和应用成本，以使所述电阻传感器读出电路110能够适用于各种外界环境中，以实现对于多种非电学物理量的精确采样。

所述电压数字转换器的控制电路10与所述电压转换器1103连接，所述电压数字转换器的控制电路10接入所述参考电压并转换成数字编码信号；当电压数字转换器的控制电路10将参考电压转换为数字量时，根据该数字量能够准确地得到参考电压的具体幅值；通过电压数字转换器的控制电路10能够对于参考电压实现准确的模数转换功能，数字处理后的数字信号能够被外界的移动终端识别并分析，进而得到电阻传感器1102的参考电压的幅值；进一步地，根据该电阻传感器1102的参考电压计算得到电阻传感器1102的自身阻值，实现了对于电阻传感器1102的自身阻值的高精度采样和电压的快速转换功能；本实施例中的电阻传感器读出电路1102具有较高的适应范围。

结合上述图1至图10的实施例，通过电阻传感器1102能够准确地获取外界环境中干扰量的变化情况，电压转换器1103采集电阻传感器1102的运行电流变化量得到相应的参考电压，通过电压数字转换器的控制电路10对参考电压实现模式转换，技术人员可更加直观地得到电阻传感器1102自身阻值的变化量；由于电压数字转换器的控制电路10具有较低的电能功耗，并且电压数字转换器的控制电路10对于参考电压具有极高的转速效率，转换得到的数字信号具有极高的分辨率和精度；那么电压数字转换器的控制电路10对于模拟电压量进行δσ调制后得到数字模式的信号，外界的各种移动终端可识别并处理数字信号，以得到相应电阻传感器1102的阻值，技术人员可通过电压数字转换器的控制电路10实时监控外界各种非电量的物理参数变化情况，给用户带来了良好的使用体验；因此本实施例将电压数字转换器的控制电路10应用于电阻传感器读出电路110时，通过电阻传感器读出电路110利用电阻传感器1102对于外界环境中各种物理量的精确采样，通过电阻传感器1102自身的电压变化量得到外界环境中各种物理量的变化情况，电压数字转换器的控制电路10根据参考电压生成相应的数字信号，根据该数字信号可精确地得到电阻传感器1102自身阻值的具体幅值；从而本实施例中的电阻传感器读出电路110对于电阻传感器1102的电压量实现模数转换功能，在对于模拟量进行电压数字转换过程中，具有较高的信噪比，所述电阻传感器读出电路110能够对外界环境中各种物理量进行精确采样，操作简便，电路结构简单，进而该电阻传感器读出电路110能够适用于各个不同的工业技术领域，兼容性极强；有效地解决了传统技术中电阻传感器读出电路对于电阻的采样精度较低，并且在对于模拟量进行模数转换的过程中，转换得到的数字信号的精度和分辨率较低，需要较大的电能功耗，通过传统的电阻传感器读出电路无法对于外界环境中各种物理量进行精确采样，兼容性较低，难以普遍适用的问题。

在本文对各种器件、电路、装置、系统和/或方法描述了各种实施方式。阐述了很多特定的细节以提供对如在说明书中描述的和在附图中示出的实施方式的总结构、功能、制造和使用的彻底理解。然而本领域中的技术人员将理解，实施方式可在没有这样的特定细节的情况下被实施。在其它实例中，详细描述了公知的操作、部件和元件，以免使在说明书中的实施方式难以理解。本领域中的技术人员将理解，在本文和所示的实施方式是非限制性例子，且因此可认识到，在本文公开的特定的结构和功能细节可以是代表性的且并不一定限制实施方式的范围。

在整个说明书中对“各种实施方式”、“在实施方式中”、“一个实施方式”或“实施方式”等的引用意为关于实施方式所述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施方式中。因此，短语“在各种实施方式中”、“在一些实施方式中”、“在一个实施方式中”或“在实施方式中”等在整个说明书中的适当地方的出现并不一定都指同一实施方式。此外，特定特征、结构或特性可以在一个或多个实施方式中以任何适当的方式组合。因此，关于一个实施方式示出或描述的特定特征、结构或特性可全部或部分地与一个或多个其它实施方式的特征、结构或特性进行组合，而没有假定这样的组合不是不合逻辑的或无功能的限制。任何方向参考(例如，加上、减去、上部、下部、向上、向下、左边、右边、向左、向右、顶部、底部、在…之上、在…之下、垂直、水平、顺时针和逆时针)用于识别目的以帮助读者理解本公开内容，且并不产生限制，特别是关于实施方式的位置、定向或使用。

虽然上面以某个详细程度描述了某些实施方式，但是本领域中的技术人员可对所公开的实施方式做出很多变更而不偏离本公开的范围。连接参考(例如，附接、耦合、连接等)应被广泛地解释，并可包括在元件的连接之间的中间构件和在元件之间的相对运动。因此，连接参考并不一定暗示两个元件直接连接/耦合且彼此处于固定关系中。“例如”在整个说明书中的使用应被广泛地解释并用于提供本公开的实施方式的非限制性例子，且本公开不限于这样的例子。意图是包含在上述描述中或在附图中示出的所有事务应被解释为仅仅是例证性的而不是限制性的。可做出在细节或结构上的变化而不偏离本公开。

以上仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。