通用调光器的制作方法

背景

发明领域

本发明涉及相切调光器，特别是用于具有低功耗，高能量效率，宽调光控制范围并且适应于不同负载阻抗的相切调光器。

背景技术：
的描述

相切调光器用于控制从交流电源传输到照明负载的电量。如图1a所示，调光器dimm串联耦合在交流电源vac和调光器负载dmld之间。在这种所谓的两线式配置中，负载电流主要流经可控交流开关acsw，该开关可通过一对串联的mosfet来实现。交流开关也可以由其他半导体器件实现，例如igbt，三端双向可控硅开关元件等。请注意，与三线配置相比，两线配置不需要将调光器直接连接到交流电源两个接线端，具有易于安装的实际好处。

调光器通过计时器timr通过控制信号ong接通和断开ac开关acsw来工作。信号ong是一个矩形信号，与通常为正弦的电源电压同步，其占空比可通过调光器控制信号dimc调节，而信号dimc通常是可变的dc电压。信号ong占空比的调整会导致调光效果，因为通过负载的电流因此会被ac开关acsw相切。

计时电路timr以及保护电路prot几乎是调光器的必选选项，它需要电源来工作，并由与ac开关acsw并联连接的dc电源dcpw供电。可以看到，当且仅当acsw打开时，dc电源dcpw才从负载电流“窃取”电力。因此，调光范围受到操作调光器所需的功率量的限制。理想情况下，人们希望调光范围为0％到100％，即从完全开启到完全关闭。但是，对于两线调光器，不可能进行0％的调光，因为这意味着ac开关acsw始终处于打开状态，这意味着零电压，因此向直流电源提供了零功率。相反，100％的调光也是不可能的，因为总是有一些电流流过调光器，因此即使交流开关始终保持断开状态，负载dmld也会通电而点亮。

因此，任何两线调光器的调光范围都必须在0％到100％之间，并且两端都有足够宽的余量以确保正常工作。需要考虑几个关键因素，即定时器电路timr的功率要求，直流电源dcpw的功耗以及相对于交流周期的定时精度。前两个确定需要从负载“窃取”的功率量，并且应通过设计使其尽可能小。降低调光器的功耗是本发明的最重要的目标之一。

然而，定时的准确性取决于定时装置及其相关部件，例如电容器-电阻器组合。电容器和/或电阻器的值在制造时或在随后的时间变化以及变化的环境条件(例如温度，湿度)下可能会偏离其标称值。此外，要使调光器具有“通用性”，还应能够在不同的电源线系统(例如110v/220v和50hz/60hz)中良好运行。

为了应对上述工作条件的变化，设计人员被迫在调光范围的每一端采用较大的余量，该余量要比所需的范围宽得多。市场上的调光器产品通常不指定调光范围，但是对于调光器控制器ic，通常指定其调光范围为40度至159度(180度内)，即占空比仅为23％至88％。该范围显然与理想范围0％到100％相差甚远。

更进一步，调光器的操作受负载的阻抗特性影响。在现有技术中众所周知，由于需要切换过大的c.dv/dt电流和l.di/dt电压，前缘调光器在容性负载下不能很好地工作，而后缘调光器在电感负载下不能很好地工作。通用调光器能够自动在前沿和后沿模式之间切换，以适应所连接负载的阻抗特性，那就很好了。

因此，现在最需要构建一种低功耗，高功率效率，较宽的调光控制范围以及适应不同负载阻抗的通用相切调光器。这些是本发明的目的。

在该背景技术部分中公开的以上信息仅用于增强对本发明的背景技术的理解，因此可能包含不构成本领域普通技术人员已知的现有技术的信息。

技术实现要素：

已经表明，两线式相切调光器的最小和最大调光能力都取决于调光器本身的功耗与指定负载的最小功率相比。因此，为了实现较宽的调光范围，需要将调光器在直流电源电路和控制电路中的功耗设计为非常低。此外，应精确地控制调光器时序，以使直流电源可以通过负载电流的每个半周期稳定地供电。关于这个目标，并且通过对本发明的各种实施例的描述，公开了创新的电路布置，该电路布置根据可变的电压分数生成与定时因素无关的占空比，监视和限制开关控制信号的占空比，并自动选择最适合所连接负载的调光操作模式。

作为本发明的实施例之一，公开了一种相切调光器，其包括串联耦合在ac电源和负载之间的开关；由开关两端的电压供电的直流电源；跨接在开关两端的过零检测器zdet，跨接在开关两端的定时器，其中定时器与跨接在开关两端的电压同步地产生可变占空比的定时信号；当定时信号的占空比超过预定的最大极限时，由占空比检测器触发的消隐信号产生器。

对于本发明的各种实施例，对ac电压进行斩波或相切，不是通过如图1a所示的ac开关acsw，是通过如图1b所示的dc开关dcsw，后者首先要将ac电压进行整流。请注意，无论哪种情况，每个mosfet均以dc开关模式工作。即使对于交流开关acsw的切换，一个mosfet的本征二极管也充当整流器，为另一个mosfet提供直流电压。无论如何，尽管整流方式有所不同，定时器timr仍以相同的方式驱动交流或直流开关。但是，过零检测器zdet的要求对于分别在ac或dc开关两端的ac或dc(脉冲)电压下进行检测将有所不同。

简要地，对于图2a所示的交流开关模式，交流开关acsw两端(即端子t1和t2之间)的交流电压被比较器comp1大大放大，成为方波信号sgsq，其上升沿和下降沿边沿检测器edet检测到的信号“0”给出零交叉脉冲信号sgz。

对于典型地如图3a所示的dc开关模式，将来自端子t1的脉动dc信号与基本接近于零的低压阈值vth进行比较，当dc信号降至阈值以下时产生脉冲。但是请注意，由于端子t1上的寄生电容上积累的电荷可能会阻止电压下降到阈值vth以下，因此与dc开关dcsw并联安装了可控电压的泄放器cbld。

作为本发明的另一个实施例，公开了一种相切调光器，其包括串联耦合在ac电源和负载之间的开关；由开关两端的电压供电的直流电源；零交叉检测器zdet跨接在开关两端，定时器产生占空比的定时信号，该占空比与锯齿波信号的峰值电压的可变分数成比例，其中锯齿波信号与开关两端的电压同步。

作为本发明的实施例的又一个，公开了一种相切调光器，其包括串联耦合在ac电源和负载之间的开关。由开关两端的电压供电的直流电源；零跨检测器zdet跨接在开关两端，定时器产生占空比的定时信号，该占空比与锯齿波信号的峰值电压的可变分数成比例，其中锯齿波信号与开关两端的电压同步；当定时信号的占空比超过预定的最大极限时，由占空比检测器触发的消隐信号产生器。

作为本发明的又一个实施例，公开了一种相切调光器，该相切调光器包括串联在交流电源和负载之间的开关。由开关两端的电压供电的直流电源；零跨检测器zdet跨接在开关两端，定时器产生占空比的定时信号，该占空比与锯齿波信号的峰值电压的可变分数成比例，其中锯齿波信号与开关两端的电压同步；消隐信号产生器，由监视直流电源的电压检测器触发。

作为本发明的又一个实施例，公开了一种相切调光器，该相切调光器包括串联在交流电源和负载之间的开关；由开关两端的电压供电的直流电源；零跨检测器zdet跨接在开关两端，定时器产生占空比的定时信号，该占空比与锯齿波信号的峰值电压的可变分数成比例，其中锯齿波信号与开关两端的电压同步；由电压检测器触发的消隐信号产生器，该检测器监视直流电源的电压；以及由电感负载检测器的输出激活的操作模式选择器。

对于与锯齿波信号的峰值电压的可变分数成比例的占空比的定时信号，公开了该信号的产生器电路，其包括与过零检测器同步的锯齿波信号产生器；峰值检测器，电位器(通常是获得电压的一部分的装置)和比较器，其中将锯齿波信号的峰值电压检测为直流电压，比较从电位器分接的直流电压的一部分锯齿波信号的锯齿波信号，从而使比较器的输出具有与抽头电压与锯齿波信号的峰值电压之比成比例的占空比。

作为本发明的另一实施例，公开了一种具有自动调光操作模式选择的相切调光器，其包括单调相位检测器，通过该检测器确定负载的阻抗特性以选择优选的操作模式。

附图的简要说明

鉴于前述内容，随着本专利说明书的进行，其他优点对于本发明所涉及的本领域技术人员而言将变得显而易见，在此通过参考构成本发明一部分的附图来描述本发明，包括本发明原理的一些典型的优选实施例，其中：

图1a通过交流开关的相切调光器(现有技术)

图1b通过dc开关的相切调光器(现有技术)

图2a是作为本发明的实施例的后沿调光器。

图2b交流电压过零检测器的波形图

图3a作为本发明的实施例的前缘调光器

图3b过零检测器，用于整流交流电压

图3c整流交流电压过零检测器的波形图

图4a是部署了峰值检测器的电压分数至占空比转换器，作为本发明的实施例

图4b作为本发明的实施例的部署了采样并保持的电压分数至占空比转换器

图4c电压分数至占空比转换器的波形图

图5具有电压分数占空比转换器的调光器

图6通过占空比检测进行自适应消隐的调光器

图7用于直流电源的具有自适应消隐的调光器

图8a具有通过电感检测自动选择模式的通用调光器

图8b电感负载检测器(现有技术)

图8c作为本发明的实施例的电感负载检测器。

图9a具有通过相位检测自动选择模式的通用调光器

图9b用于负载阻抗检测的相位检测器

图9c相位检测器的波形图

具体实施方式

相切调光器的定时精度对于调光器的性能至关重要。由于定时器可以方便地与交流电源电压的过零同步，因此对于调光器，准确检测过零至关重要。参照图2a，对于过零检测器zdet，通过比较器comp1比较mosfetac开关acsw的两个漏极端子t1和t2处的电压(如已经参考图1a所描述的)，比较器comp1的输出为精确的平方信号sgsq。通过边缘检测器，edet信号sgz在交流开关两端的交流电压的每个零交叉处以正脉冲产生。波形如图2b所示。信号波形a)是交流电源电压vac，b)是端子t1和t2处的电压，在后沿模式下被斩波约90度。注意，t1或t2的电压是如图1a所示的各个mosfet的漏极电压。当acsw不导通时，q1和q2均断开，t1和t2处的电压较高，并且相对于公共电源或接地极性相反。当acsw导通时，q1和q2均导通，并且t1和t2上的电压仅是mosfet两端的低压降。电压降的大小取决于流过的负载电流和相应mosfet的沟道电阻，以及连接在源极端子和公共接地之间的任何源电阻(图1a中未显示)。尽管如此，可以看出，无论mosfet导通还是截止，t1和t2的电压极性始终彼此相反。因此，通过比较器comp1比较t1和t2处的电压，产生方波波形c)sgsq。通过边缘检测器edet，信号sgsq被微分和整流，以给出正的零交叉脉冲sgz作为波形d)。

产生器sawg产生与过零同步的锯齿波sgst。比较器comp2将锯齿与可变电压vdim比较。comp2的输出是脉冲信号onn，其占空比与电压vdim成比例。通过调节电压vdim，占空比可以从零变化到100％。

但是，当占空比为100％或接近100％时会出现问题，这意味着acsw始终或几乎始终处于打开状态。几乎没有时间关掉开关为直流电源dcpw供电。因此，调光器将无法正常工作。因此，在实践中并且为了允许电路组件的正常变化(尤其是在定时电路中)，将90％的阈值设计为可调调光范围的最大值。因此，调光范围受到调光后的负载的输出功率的限制，如果负载较小，则不希望这种情况的出现，本发明将对此进行改进。

改进之处在于，一旦onn的占空比接近100％，消隐脉冲blnk的宽度应足够宽，以减小占空比，并通过与门&g2生成脉冲ong，该脉冲将被耦合以控制mosfet交流开关acsw。如图2a所示，信号onn耦合到占空比检测器dcdt，仅当onn的占空比超过接近100％(例如98％)的预设电平时才输出高信号。通过与非门&g1，该高信号将使来自edet的零交叉脉冲能够被脉冲扩展器pulx反相和扩展，以生成具有预定脉冲宽度(例如300us)的消隐信号blnk。因此，在每个半周期内，至少要持续300us，acsw才会打开，以允许调光器控制电路获得必要的功率。这与定时电路的变化无关地得到保证。

作为本发明的另一个实施例，图3a示出了前缘调光器。代替使用交流开关，而是部署直流开关dcsw，以此类例为例。需要一种非常不同的过零检测设计。将来自端子t1的脉动dc信号与基本接近于零的低压阈值vth进行比较，从而在dc信号降至阈值以下时产生脉冲。但是请注意，由于端子t1上的寄生电容上积累的电荷可能会阻止电压下降到阈值vth以下，因此安装了可控泄放器cbld。

关于作为本发明实施例的零交叉检测器的更多细节，请参考图3b。如图所示，可控泄放器包括压控阻抗模块vczm，其通过泄放器开关sb与寄生电容器cp并联耦合至端子t1。模块的阻抗设计为由输入电压(即t1处的端子电压)控制。目的是在端子电压的下降沿期间对寄生电容器cp放电，以使寄生电容器中的残留电荷“不掩盖”“过零”。但是，泄放会消耗功率。因此，使模块的阻抗低于过零检测所需的阻抗是不明智的。良好的做法是，当电压从高到低时，将阻抗从高到低进行控制，例如在恒定电流吸收器的情况下，保持相对较低的功耗。另一方面，泄放器阻抗也会在电压上升时耗散功率，但这对过零检测没有贡献。为了减小功耗(几乎减少一半)，在电压斜率检测器slpd检测到的情况下，开关sb在端电压的上升沿断开。仅当检测到下降沿时，开关sb才会闭合以完成泄放路径。

图3c示出了用于整流的ac电压的如上所述的过零泄放器的波形。信号波形a)是交流电源电压vac，b)是端子t1的电压波形，在前缘模式下被约90度斩波。请注意，在时间t1和t2期间，端子电压沿两条可能的路径1和2下降，路径1明显比路径2更有效率。通过路径2，端子电压在t2之前还没有足够低，因此检测到零穿越失败。因此，相切调光失败，并且如路径2的虚线所示，t1处的电压保持较高。另一方面，路径1泄放有效，导致通过比较器comp1产生方波信号sgsq作为比较器comp1比较t1处的端电压与预定阈值vth。通过边缘检测器edet对信号sgsq进行微分，产生过零信号sgz作为波形d)的正脉冲。

除了过零检测的差异之外，图3a与图2a的不同之处在于，sgpot取代了vdim，只是显示了一种获得可变调光控制电压的方法，即用电位器potr分接参考电压vref的一部分。通过观察这种安排，可以看到，如果用等于锯齿波信号vgst峰值的直流电压代替vref，则电位器可以将sgpot从零调整到锯齿波信号的峰值，比较器comp2的输出onn的占空比将精确地匹配到从零至100％！

作为本发明的实施例，将该创新电路称为电压分数占空比转换器vfdc，其工作原理由图4a示出。如图所示，产生器sawg与过零信号sgz同步地产生锯齿信号sgst。峰值检测器pkdt将sgst的峰值检测为直流电压vpot，该直流电压被施加到电位器potr。comp2将来自potr的抽头电压sgpot与锯齿信号sgst进行比较，生成信号ong，其占空比等于电位器potr的抽头分数。

峰值检测的一种特殊方式是通过采样并保持在锯齿信号sgst的峰值处，其工作原理如图4b所示。如图所示，采样和保持电路s&h和锯齿波产生器sawg分别由信号sgzd和sgz触发，其中sgzd比sgz稍有延迟。这是为了确保在下一个周期的锯齿波产生器复位之前完成信号采样。如图4c的波形所示，当进行电压采样时，sgzd从sgz延迟了dt，即，锯齿波产生器在过零sgz之后的时间dt被复位。

请注意，尽管锯齿波信号已部署到电压分数至占空比转换器vfdc，但只要斜坡在低压和高压之间是单调的，就可以使用任何斜坡信号来代替。

图5演示了电压分数占空比转换器vfdc的使用。基本上，vfdc用作调光定时器timr。过零信号sgz被延迟模块dely延迟以形成信号sgzd。注意，电阻r1与电位器potr串联，可将电位器的调节范围(即调光范围)限制为小于100％的值。

在图6中，电压分数至占空比转换器vfdc被部署在相切调光器中，其中通过占空比检测进行消隐控制，如参照图2a所述。

在图7中，消隐控制基于对dc电源加电的需要。如图所示，将来自dc电源的电压vcds与预定阈值电压vth进行比较。如果调光太低，即当占空比太接近100％时，vdcs可能会下降到vth以下，comp3的输出将变高，以驱动压控脉冲扩展器vcpe来扩展过零信号的脉冲宽度sgz，然后将其反相以充当mosfet栅极驱动器ong的消隐信号。扩展的消隐将减少占空比，恰好足以将vdcs升高到一个值，以确保在良好的工作条件下为直流电源提供足够的电源。

图8a示出了自动模式可选调光器的操作原理。为了便于说明，图中省略了直流电源，消隐电路和保护电路。部署异或门以控制栅极驱动信号ong的极性，然后再将其作为ong2应用于开关acsw的控制栅极g。当输入信号sgindl为低电平时，ong2具有相同的逻辑电平ong；当sgindl为高电平时，ong2的逻辑电平为ong反相。因此，通过简单地控制到开关的栅极的输入的逻辑极性，可以选择前沿/后沿模式，这是本发明的优点。如图所示，信号sgindl是电感负载检测器indd的输出的锁存信号，电感负载检测器indd将检测负载是否为电感负载。当调光器以后沿模式加电，锁存器lach复位为信号sgindl为低电平时，将进行检测。如果负载是电感性的，调光器开关，可能使用的acsw或dcsw上会产生高压过冲和振铃。indd的输出将是一个正脉冲，触发将锁存sgindl的高电平信号，以将栅极驱动信号ong转换为ong2，因此只要调光器保持电源供电，调光器便会锁定为前沿模式。

可以参考图8b来解释电感负载检测器的操作原理。来自交流开关acsw的端子t1和t2的高压信号通过电阻r1，r2和r3(或者在直流开关dcsw的情况下仅使用t1而不使用r2)按比例缩小。通过比较器comp将按比例缩小的电压与阈值电压vth进行比较，该比较器comp用作电压鉴别器，通过该鉴别器，只有大于vth的振幅的振铃峰将被传递到微控制器单元mcu，或者通常是计数装置。通过计算一部分交流开关周期(对于50hz主电源为10ms)内的脉冲数，mcu运行的算法将确定负载是否可以归类为电感负载。这已经在诸如美国专利us523925的现有技术中公开。因此，通过来自mcu的数字输出sgindl指示存在电感负载，可以将调光器相应地从后沿模式切换到前沿模式。

作为本发明的实施例，现在参考图8c公开等效于电感负载检测器的模拟电路。如图所示，来自ac开关acsw的端子t1和t2的高压信号被电阻器r1，r2和r3按比例缩小。通过齐纳二极管d3和电阻器r4进行电压鉴别。通过齐纳二极管，只有比齐纳电压大的按比例缩小的振铃峰将被传递到包括电容器c1和c2以及二极管d1和d2的电荷泵。在合适的电容值c1和c2的比率下，电荷泵用作脉冲积分器，从而在预定的时间段内(交流开关周期的一部分)，随着较大数量的脉冲，电容c2两端的输出电压将升至由r5电阻值确定的更高度，该电阻在该时间段内释放c2上的电荷。通过比较器comp将积分器的输出电压与阈值电压vth进行比较，该比较器的输出是信号sgind，可以将其锁存为sgindl以控制调光器的操作模式。

或者，可以通过以下事实来检测电感负载：电感负载电流滞后于所施加的ac电压。换句话说，如果我们可以确定负载电流相对于施加的交流电压的相角，那么当负载电流滞后或超前时，我们就可以判断负载阻抗是电感性还是电容性。如图9a所示，部署相位检测器phad以确定负载的两个端子处的电压，即分别在端子tacr和t2处的电压之间的相对相位角，两者均参考t1。注意，端子tacr和t1之间的电压是施加的交流电压，而t2和t1之间的电压代表交流开关acsw导通时的负载电流。

可以根据图9b的框图来实现相位检测器phad。如图所示，代表所施加的交流电压的相位的信号phav耦合到移相器phas，从而将相位延迟90度到信号phavs。该信号以及代表负载电流的相位的另一个信号phai被比较器comp1和comp2分别转换为平方信号phavs2和phai2。然后，通过异或门exor，产生表示信号phavs2和phai2之间的相位差的信号sgexo。通过低通滤波器lpf，信号sgexo被转换成代表所施加的ac电压和负载电流之间的相位差的dc信号phaind。可以参考图9c的波形图进一步解释操作原理。

如图所示，代表所施加的交流电压的波形a)phav被相位延迟90度，相对于波形b)为phavs。波形c)phai代表负载电流。现在众所周知，对于电感负载，phai将相位滞后phav，而对于电容性负载，phai将相位领先phav。当负载阻抗从纯电容性变化到纯电感性时，负载电流与施加的交流电压之间的相位差范围为-90度至+90度。然而，众所周知，异或相位检测器仅在0至180度或180至360度之间是单调的。因此，通过将phav相位延迟90度到phavs，我们可以使phai2从phavs2的相位差从0到180度，对应于纯电容性负载到纯电感性负载，在该范围内是单调的。换句话说，dc信号phaind指示当电压从低到高变化时负载的电容性到电感性的变化。参照图9c，示为波形d)的phai2和phavs2的相位差被异或门exor检测为信号sgexo，示为波形e)。通过低通滤波器lpf获得信号shaxo的dc等效信号phaind，如图9b所示。通过比较器comp3将phaind与预设的阈值电压vth进行比较，生成指示负载是否被归类为电感的信号sgind。

尽管已经详细描述了本发明及其优点，但应该理解，在不脱离所描述的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行各种改变，替换和变更。例如，本发明电路的特定晶体管实现可以与这里提供的示例不同，同时仍然在本发明的范围内。作为一些更多示例，电流的指定方向，电压的极性可以反转，mos晶体管的源极和漏极或bjt的发射极和集电极可以互换。通过电路的二元性，电流和电压，阻抗和导纳，电感和电容等的作用可以互换。实质上，本申请中包含的讨论旨在用作基本描述。应该理解，具体讨论可能没有明确地描述所有可能的实施例；许多替代方案是隐含的它也可能无法完全解释本发明的一般性质，并且可能未明确示出每个特征或元素如何能够实际代表更广泛的功能或多种替代或等效元素。同样，这些隐含地包括在本公开中。在以面向设备的术语描述本发明的情况下，设备的每个元件隐含地执行功能。描述和术语都不旨在限制本发明的范围。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.耦合在交流电源和负载之间的相切调光器，包括：

交流电源和负载之间串联的开关；

定时器，产生定时信号以可控制的占空比接通和断开该开关；

占空比检测器，以监控该可控制的占空比；

其中，所述定时信号与所述交流电源同步；并且当该占空比接近预定最大极限时，被控制减小；

从而使该最大极限不被超过。

2.根据权利要求1所述的调光器，其中所述占空比检测器是监视所述开关的至少一个端子的平均电压的电压检测器。

3.根据权利要求1所述的调光器，还包括零交叉检测器，所述定时信号通过该零交叉检测器被同步到所述交流电源。

4.根据权利要求2所述的调光器，其中响应平均电压下降低于预定的最小极限而减小所述定时信号的占空比。

5.根据权利要求1所述的调光器，其中所述定时器是根据权利要求8所述的电压分数至占空比转换器。

6.根据权利要求1所述的调光器，其中所述开关是ac半导体开关。

7.根据权利要求6所述的调光器，其中所述ac半导体开关包括反串联连接的一对mosfet。

8.电压分数占空比转换器，包括：

锯齿信号产生器；

峰值检测器，以检测锯齿信号的峰值电压；

分压器,以产生峰值电压的一个分数电压；

比较器，将该分数电压与锯齿信号进行比较；

由此，比较器的输出信号的占空比等于该分数值。

9.根据权利要求8所述的转换器，其中所述峰值检测器包括采样保持电路，由此所述锯齿信号在所述峰值时被采样。

10.根据权利要求8所述的转换器，其中所述分压器是电位器。

11.根据权利要求1所述的调光器，还包括由所述占空比检测器触发的消隐脉冲产生器，以减小所述占空比。

12.根据权利要求1所述的调光器，还包括电感负载检测器和操作模式选择器，该检测器耦合至所述开关的至少第一端子，从而根据检测输出选择上升沿或下降沿调光操作模式。

13.一种用于耦合到交流电压源的负载的电感负载检测器，包括：

负载两端的电压为第一信号检测器；

通过负载的电流为第二信号检测器；

移相器；和

相位检测器；其中：

第一信号相移90度至第三信号；

相位检测器检测第二和第三信号之间的相位差；

由此，相位差表示出电感负载。

14.根据权利要求13所述的电感负载检测器，其中所述相位检测器包括：

第一比较器，用于与零基准进行比较；

第二比较器，用于与零基准进行比较；

逻辑异或电路；和

低通滤波器

其中：

所述第一比较器将所述第二信号转换为第一数字信号；第二比较器将第三信号转换为第二数字信号。

第一和第二数字信号的逻辑异或功能耦合到低通滤波器；其中滤波器的输出指示出相位差。

15.根据权利要求12所述的调光器，其中所述感性负载检测器是根据权利要求13所述的检测器。

16.根据权利要求12所述的调光器，其中所述电感负载检测器包括：高通滤波器和级联耦合的电荷泵，由此所述电荷泵的输出指示出电感负载。

17.一种用于交流开关两端的相切电压的过零检测器，包括：

电压比较器，将所述开关的第一端子的第一电压与所述开关的第二端子的第二电压进行比较；

边缘检测器，其耦合到该比较器的输出端并响应于比较器输出的上升沿和下降沿；

从而由边缘检测器产生过零脉冲信号。

18.根据权利要求3所述的调光器，其中所述过零检测器是根据权利要求17所述的检测器。

19.一种用于控制从交流电源传送到负载的功率的相切调光方法，包括以下步骤：

通过开关将交流电源耦合到负载；

与交流电源的过零信号同步地产生占空比可控的定时信号；

通过占空比检测器监视占空比；

每当占空比接近预定的最大极限时，减小占空比；

根据定时信号导通和断开耦合在交流电源和负载之间的开关。

20.根据权利要求19所述的方法，还包括以下步骤：

通过将所述开关的第一端子的第一电压与所述开关的第二端子的第二电压进行比较来检测所述过零信号；

边缘检测比较输出的上升沿和下降沿；

从而检测到的边沿信号为零交叉信号。

21.根据权利要求19所述的方法，其中通过监视开关的至少一个端子的平均电压的电压检测器来检测占空比；其中响应平均电压下降低于预定的最小极限而减小所述定时信号的占空比。

22.如权利要求19所述的方法，还包括产生消隐脉冲以减小占空比的步骤。

23.根据权利要求19所述的方法，其中，所述占空比是通过权利要求24所述的方法生成的。

24.一种电压分数转换为占空比的方法，包括以下步骤：

产生锯齿信号；

检测锯齿信号的峰值电压；

将该峰值电压分除为一个分数电压；

比较该分数电压与锯齿信号；

从而产生占空比等于电压分数的信号。

25.根据权利要求24所述的方法，其中通过将所述锯齿信号在峰值时采样并保持来检测所述峰值电压。

26.根据权利要求24所述的方法，其中通过电位器来执行所述峰值电压的除法。

27.根据权利要求19所述的方法，还包括以下步骤：

通过监视开关的至少一个端子的电压来检测电感负载的存在；

根据电感负载的检测，在调光的前沿和后沿操作模式之间切换。

28.一种用于耦合到交流电压源的负载的电感负载检测方法，包括以下步骤：

将负载两端的电压检测为第一信号；

将通过负载的电流检测为第二信号；

将第一信号相移90度作为第三信号；

确定第二信号与第三信号之间的相位差；

其中，相位差表示负载的电感性。

29.根据权利要求28所述的方法，其中所述相位差由以下步骤确定：

比较第二信号与零参考以产生第一数字信号；

比较第三信号与零参考以产生第二数字信号；

对第一数字信号和第二数字信号执行逻辑异或功能以产生第三数字信号；

低通滤波第三数字信号以获得直流信号；

由此，直流信号显示了相位差。

30.根据权利要求27所述的方法，其中通过28的方法来检测所述电感负载。

31.根据权利要求27所述的方法，其中通过以下步骤来检测所述电感负载：

高通将所述开关的至少一个端子的第一电压滤波为第二电压；

将第二电压耦合到电荷泵；

电荷泵输出端的电压表示负载的电感性。