一种Ku波段卫星通信功放线性化器的制作方法

本实用新型涉及无线通信功率放大器领域，特别是一种ku波段卫星通信功放线性化器。

背景技术：

近些年来，无线通信发展迅猛，目前移动通信正由第四代向第五代移动进行过渡，全球各大通信运营商正在抓紧布局全球新一代的移动通信站。随着无线移动通信高速发展，射频功率放大器在个人的手机通信，家用广播电视，航空航天，gps定位和军事用途等领域都有着十分广泛的应用。半导体元器件作为射频功率放大器的核心器件，因其自身存在着固有的非线性特性，使其不能在应用中实现理想的效果。当射频功率放大器工作在线性区，经过功率放大器放大后的功放输出信号与原始的功放输入信号呈线性倍数关系，没有产生其他分量和非线性失真。但是此时输入信号功率较低，功率放大器的输出功率也很低，射频功率放大器的效率很低，而系统的功耗与效率作为通信系统的重要指标，往往无法达到无线通信系统的要求。如果兼顾无线通信系统对射频功率放大器的效率要求，则需要让功率放大器工作在饱和区，但当工作在饱和区时，就会产生较大的幅度与相位的非线性失真，使得接收机无法还原出原始的发射信号，导致整个无线通信系统传输失败。

为了解决无线通信系统中射频功率放大器的线性度和效率之间的矛盾关系，使得功放工作在高效率的饱和区时也同样具有较高的线性度，从而保证整个无线通信系统的传输质量，对射频功率放大器的线性化技术的研究显得尤为重要。

理论上，提高功率放大器的线性度有三种方法：一是选用满足系统性能要求的超线性器件。但这需要选择合适的半导体材料并改善放大器的制造工艺。这种方法花费巨大，技术难度高，多年来一直未有大的突破。第二种方法是使放大器工作在线性区域，但这样做大大降低了电源利用率。在这种情况下，放大器的电源消耗大部分转化为热能，器件的散热也是一个比较大的问题。而且，大功率器件比较昂贵，造成整机成本较高。第三种方法是采用线性化技术，即采用适当的外围电路或前置算法对放大器的非线性特性进行修正，从而使发信通道整体上呈现对输入信号线性放大的效果，目前线性化技术的研究主要集中在第三种。

线性化技术目前主要有负反馈技术，功率回退技术，前馈技术，linc，包络消除和恢复和预失真技术。而预失真技术因其性能稳定，结构较为简单，可调性高，自适应强等特点成为目前研究的主流，将预失真技术与功率回退技术结合使用从而能获得更好的线性度。

对一般的预失真线性化器，可简称“线性化器”，不论是单路传输式、反射式还是双支路环形式结构，都只能对固态功放或者行波管放大器其中一个进行线性化，这种一般的线性化器适用性差。为解决目前设计中存在的技术缺陷，设计了本实用新型。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于：提出一种ku波段卫星通信功放线性化器，以解决上述背景技术中的问题。

本实用新型采用的技术方案如下：

本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，包括依次连接的隔直电容c1、隔直电容c2，变容二极管d1、变容二极管d2、隔直电容c3和隔直电容c4，还包括有肖特基二极管d3和肖特基二极管d4，所述肖特基二极管d3的一端连接在隔直电容c1和隔直电容c2之间，肖特基二极管d4的一端隔直电容c3和隔直电容c4之间，肖特基二极管d3和肖特基二极管d4的另一端均接地；所述变容二极管d1的输入端和变容二极管d2输出端通过偏置高阻线射频接地。

进一步的，还包括3个直流偏置电路，3个直流偏置电路的一端分别并联接入隔直电容c1和隔直电容c2之间、变容二极管d1和变容二极管d2之间、以及隔直电容c3和隔直电容c4之间，3个直流偏置电路的另一端分别连接vcc1、vcc2和vcc3。

进一步的，所述直流偏置电路是一个三端口网络，其输入端口和输出端口之间采用特性阻抗为50ω的传输线，直流端口由四分之一波长线和两个四分之一波长的扇形片组成。

进一步的，所述肖特基二极管d3和肖特基二极管d4采用无引线、无封装结构。

进一步的，所述隔直电容c1的射频输入端和隔直电容c4的射频输出端均连接50ω微带线。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本实用新型的有益效果是：

1、本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，采用耦合隔直电路，直流偏置电路以及其他连接结构均采用微带线结构集成在射频pcb上，使用具有较低的介电常数并且在毫米波频段也有较低损耗的软基片；肖特基二极管、变容二极管采用焊接的形式集成在射频pcb上，最后将pcb整体烧结在腔体上接地。本设计结构简单，成本低廉、易于实现。

2、本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，通过一对变容二极管构成的移相器来代替隔直电容c3和隔直电容c4之间的微带线，改变变容二极管的容值，即可改变移相器的移相量，从而获得不同的相位特性，使得相位特性单独调节，能够独立调节幅度失真与相位失真。

3、本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，采用两级级联中间加变容二极管的方式，极大的提高了本实用新型的可调性，自适应强。

4、本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，经过两级并联的肖特基二极管产生的非线性曲线进行矢量合成从而获得最终的幅度扩张以及相位压缩/扩张的非线性曲线，与外接的功放系统的非线性曲线进行拟合，最终改善功率放大器的非线性，提高通信质量，通过改变偏置电压，可以改变幅度扩张以及相位压缩量。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本实用新型的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图，其中：

图1是本实用新型的结构框图；

图2是改变vcc1获得幅度扩张曲线图；

图3是改变vcc3获得相位压缩曲线图；

图4是改变vcc3获得幅度扩张/压缩曲线；

图5是改变vcc3获得相位扩张/压缩曲线图。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型，即所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本实用新型实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。下面结合实施例对本实用新型的特征和性能作进一步的详细描述。

实施例一

如图1所示，本实用新型是一种ku波段卫星通信功放线性化器，包括依次连接的隔直电容c1、隔直电容c2，变容二极管d1、变容二极管d2、隔直电容c3和隔直电容c4，还包括有肖特基二极管d3和肖特基二极管d4，所述肖特基二极管d3的一端连接在隔直电容c1和隔直电容c2之间，肖特基二极管d4的一端隔直电容c3和隔直电容c4之间，肖特基二极管d3和肖特基二极管d4的另一端均接地；所述变容二极管d1的输入端和变容二极管d2输出端通过偏置高阻线射频接地。

在本实用新型一种优选实施例中，还包括3个直流偏置电路，3个直流偏置电路的一端分别并联接入隔直电容c1和隔直电容c2之间、变容二极管d1和变容二极管d2之间、以及隔直电容c3和隔直电容c4之间，3个直流偏置电路的另一端分别连接vcc1、vcc2和vcc3。

在本实用新型一种优选实施例中，所述直流偏置电路是一个三端口网络，其输入端口和输出端口之间采用特性阻抗为50ω的传输线，直流端口由四分之一波长线和两个四分之一波长的扇形片组成。

在本实用新型一种优选实施例中，所述肖特基二极管d3和肖特基二极管d4采用无引线、无封装结构。

在本实用新型一种优选实施例中，所述隔直电容c1的射频输入端和隔直电容c4的射频输出端均连接50ω微带线。

在本实用新型中，射频信号v0从射频输入口进入，经过输入50ω微带线进入耦合隔直电容c1，通过微带线间的平行耦合进入主传输线；信号v0通过并联的肖特基二极管d3产生一个幅度扩张和相位压缩的失真射频信号v1；射频信号v1通过同样结构的隔直电容c2进入由变容二极管d1和变容二极管d2组成的可调移相器，重新生成的射频信号v2，信号v2与信号v1在不考虑传输损耗下幅度一致，相位可通过移相器进行调整；射频信号v2通过隔直电容c3进入并联的肖特基二极管d4产生一个与功率放大器非线性失真相位相反的幅度扩张和相位扩张/压缩的失真射频信号v3，最后通过隔直电容c4，经输出50ω微带线输出。射频输入端使用标准50ω微带线便于与功放系统级联。

其中vcc1、vcc3分别通过同样结构的直流偏置电路分别给肖特基二极管d3和肖特基二极管d4提供偏置电压，通过改变偏置电压可以获得不同的幅度与相位的非线性失真曲线；vcc2通过直流偏置电路给变容二极管d1和变容二极管d2提供偏置电压，通过改变变容二极管d1和变容二极管d2的容值，来改变移相器的移相量，从而获得不同的相位特性，变容二极管d1的输入端和变容二极管d2的输出端通过偏置高阻线的方式射频接地，从而减小对主传输线上射频信号的影响；肖特基二极管d3和肖特基二极管d4通过在射频pcb上金属化过孔进行接地；隔直电容c1、c4是防止直流信号通过输入/输出微带线进入线性化器的输入/输出端从而影响线性化器的前端或者后端所连接的设备；隔直电容c2、c3是防止给肖特基二极管d3和肖特基二极管d4提供的偏置电压对变容二极管d1和变容二极管d2的偏置电压造成影响，从而影响整体的输出特性。

本实用新型的线性化器主要用于ku波段，利用电子设计自动化软件ads对预失真线性化电路进行电路仿真。基于成本以及损耗等因素综合考虑选用具有较低介电常数和极低的损耗的rt/duroid5880软基片作为射频pcb材料进行设计，pcb的厚度选择常用的0.254mm。本实用新型采用耦合隔直电路，直流偏置电路以及其他连接结构均采用微带线结构集成在射频pcb上，肖特基二极管d3、d4、变容二极管d1、d2采用焊接的形式集成在射频pcb上，最后将pcb整体烧结在腔体上接地。

隔直电容c1、c2、c3、c4：其作用相当于是电容，为了使肖特基二极管d3和肖特基二极管d4工作在非线性状态，需要加偏置电压来改变其工作状态，为避免射频信号与直流信号之间的相互影响。本实用新型利用微带线之间的耦合来传输射频信号同时隔断直流信号，影响其性能的主要参数为耦合微带线的线宽、间距和线长。

隔直电容采用微带线平行耦合的方式，考虑微带加工的精度和加工间隙的限制，将耦合线的线宽选择0.1mm宽度、耦合线之间的间距为0.1mm以及耦合线的长度为4.1mm。通过优化仿真插入损耗小于0.1db并且隔直电容的两端口微带线的特性阻抗为50ω，以便能够匹配前后级电路。

直流偏置电路：是给二极管加偏置电压，但又使得射频信号不会从馈电端传输，造成线性化器插损的增大，简单来说就是相当于电感的作用。直流偏置电路是一个三端口网络。在输入端和输出端口之间是特性阻抗为50欧姆的传输线。直流端口由四分之一波长线和两个四分之一波长的扇形片组成，四分之一波长的扇形片相当于一个接地电容。

直流偏置电路亦采用微带线，本实用新型为区分各路电源，将直流电源分为vcc1、vcc2、vcc3，可统称为直流电源vcc，直流偏置电路的输入端外接直流电源vcc，通过直流馈电并经过电阻分压进入高阻线和两边的扇形片，两块扇形片的长度为四分之一波长，相当于一个接地电容，vcc再通过四分之一的高阻线给肖特基二极管d3、d4进行直流馈电。通过四分之一波长的扇形结构电容和四分之一的高阻线的组合可在一定的带宽内对射频信号形成开路，可以防止因射频端向直流源看去因输入阻抗不够大而引起的交流泄漏，防止直流偏置电路影响射频信号电路的各部分的阻抗特性。同时通过改变vcc能够调整肖特基二极管d3或者肖特基二极管d4的静态偏置，从而使得线性化器能够处于所需要的状态。通过仿真优化得到高阻线的线宽为0.13mm以及四分之一波长线长为4.3mm；扇形电容的半径为3.4mm以及扇面角度为60°；分压限流电阻采用封装为0603的贴片电阻，阻值为50ω(可根据实际调试进行调节)；直流偏置通过穿心电容供电。

肖特基二极管d3、d4：为了避免产生寄生效应以及额外的损耗，选取型号为ma4e－2037的二极管，采用无引线、无封装结构，根据该型号二极管所提供的参数可以计算出该二极管截止频率：

可见，该器件完全可以用于毫米波段，频率响应范围非常广，可以用于ku波段的预失真设计，甚至可用于毫米波频段。肖特基二极管d3、d4通过烧结方式直接装配在射频pcb微带线的带线两端，通过调节偏置电压，从而获得不同的非线性工作状态，最终产生不同的非线性失真曲线。经过两级并联的肖特基二极管产生的非线性曲线进行矢量合成从而获得最终的幅度扩张以及相位压缩/扩张的非线性曲线，与外接的功放系统的非线性曲线进行拟合，最终改善功率放大器的非线性，提高通信质量。

当在工作频率为14ghz时，图2和图3分别为通过改变肖特基二极管d3、d4的偏置电压即vcc1，vcc3，获得的幅度扩张以及相位压缩的曲线，通过改变偏置电压，可以改变幅度扩张以及相位压缩量。

射频接地结构：接地线由中心频率所对应的1/4波长的开路线实现射频接地，结构中还包含了偏置高阻线以实现耦合端口和直通端口的反射，最后是金属通孔，实现直流信号的接地。

变容二极管d1、d2：选用型号为ma46h146的二极管，该型号变容二极管集成在gaas材料上，采用芯片封装，具有极高的q值(q＞15k)和非常低的总电容ct＜0.06pf，非常适合用于ku波段移相器的设计。本实用新型中的移相器由变容二极管d1和变容二极管d2对接构成，通过调节偏置电压从而获得不同的相位，从而实现相位非线性失真曲线的独立调节。

在工作频率为14ghz时，图4和图5分别为通过改变变容二极管d1、d2的偏置电压即vcc2，获得的幅度扩张以及相位压缩的曲线，通过改变偏置电压，可以改变相位压缩/扩张量，且对于幅度扩张量影响不大，能够用于改善行波管或者固态功率放大器的线性度。

以上所述，仅为本实用新型的优选实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本领域的技术人员在本实用新型所揭露的技术范围内，可不经过创造性劳动想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。因此，本实用新型的保护范围应该以权利要求书所限定的保护范围为准。