用于音频放大器和稳压电源的脉冲发生电路的制作方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及电子电路，特别涉及可以被并入到例如音频放大器和稳压电源中的电子电路。
【背景技术】
[0002]理想的音频放大器的设计标准包括:尽可能提高能量效率(因而尽可能减少热量产生)、尽可能降低重量以及尽可能减小体积。
[0003]一种高效率的音频放大器被称为“D类”放大器。在D类放大器中，输入信号控制脉冲发生器产生不同宽度的脉冲序列。将这些脉冲在时间上进行平均(例如，通过使用低通滤波器)以产生输出信号。因为这些脉冲具有固定的振幅，开关元件(通常是MOSFET)被切换至完全导通或者完全关断。MOSFET在完全导通时以最小电阻进行工作，并因此在这种情况下具有最低功耗，除了在完全关断的情况下，没有功率消耗或汲取。
[0004]在转让给希派斯电子公司的美国专利号8，289，097中描述的发明(以下简称“希派斯专利”)公开了一种具有简单结构的脉冲宽度调制环路，该环路尽可能少地干扰待处理的输入信号。该电路可以被并入到音频放大器中，例如D类放大器。
[0005]具体地讲，并且参照希派斯专利中的图6，该希派斯专利涉及一种带有外部锯齿波形的后置滤波器的固定频率转换器。该锯齿波形由表示该电路的各个部件的行为的因素校正，该电路的各个部件包括滤波器、反馈网络、“前向路径”和比较器。该希派斯专利所公开的发明限于如在该文档第
[0023]段中描述的“固定”确定的或已知的时钟电路。
[0006]该希派斯专利还依赖于通过大量的内部测量电路来预先确定该放大器的响应，从而可以确定各种因素。当然这些因素是非常复杂的并且是温度、负载和频率的产物。要在这些范围内精确地确定这些因素，需要显著的计算工作量。
[0007]此外，B.H.坎帝和S.M.考克斯的“具有载波对称性调制的改进的模拟D类放大器”，音频工程协会第117次会议，2004年10月28日至31日旧金山，加利福尼亚洲，美国会议论文6260，着眼于减少D类放大器应用中的失真。公开的模拟D类放大器采用公知的现有技术中的具有负反馈的D类结构，但包括通过输入信号的衍生物来对载波振荡器波形的对称性进行调制。所公开的电路补偿非线性相位调制效应，该非线性相位调制效应对于现有技术的结构是固有的。
[0008]本发明的各实施方式提供了生成脉冲波形的电路，这些电路特别适合于但不限于控制公知的D类电路。此外，本发明的各实施方式旨在改善现有技术中的一些不足。
【发明内容】
[0009]因此，一方面，本发明提供了一种电路，用于响应于第一信号产生一系列脉冲，该电路包括:有损积分器，它接收第二信号作为其输入；以及比较器，在其输入端中的一个输入端接收该有损积分器的输出；并且在其输入端中的另一个输入端接收第一信号。
[0010]有损积分器指的是具有衰减元件的积分器。这种装置的一个实施例是RC网络，相对于所选择的切换频率具有较长的时间常数。在数学术语中，这可能是一个积分器，有或没有误差，具有可能是线性或者非线性的衰减术语。
[0011]优选地，该有损积分器包括串联的电阻和电容。或者，优选地，该有损积分器包括:串联的电阻和电容；以及与该电容并联的电阻，该有损积分器的输入被施加在两个电阻上，该有损积分器的输出产生于该电容的两端。
[0012]在一个实施例中，该比较器在它的正相输入端接收有损积分器的输出，该比较器在它的反相输入端接收该第一信号。
[0013]优选地，有损积分器以及比较器中的至少一个通过使用数字操作来实施。
[0014]优选地，由该比较器的输出所确定的信号控制至少一个开关元件的切换。
[0015]优选地，所述开关元件是半桥结构。或者，所述开关元件是全桥结构。
[0016]优选地，所述开关元件切换电源到负载。
[0017]优选地，低通滤波器被置于开关元件与负载之间。或者，负载也作为低通滤波器进行工作。
[0018]优选地，所述第二信号至少部分地依赖于至少一个开关元件的输出。
[0019]优选地，所述第一信号至少部分地依赖于偏置信号。
[0020]优选地，第一信号至少部分地依赖于要被放大的信号。
[0021]优选地，每一个开关元件是晶体管，例如FET。
【附图说明】
[0022]为了更好地理解本发明，并显示可以如何付诸实施，在附图中，仅通过非限制性示例的方式，来显示它的各实施例。在各附图中:
[0023]图1是根据本发明第一实施例的电路示意图。
[0024]图2是示出图1中的一些点上的电压波形的一组曲线图。
[0025]图3是图1和本发明第二实施例的简化示意图。
[0026]图3A是图3所示的实施例的数学模型。
[0027]图4示出了图3中的一些点上的电压波形。
[0028]图4A是图4中所示的波形的另一种表示形式。
[0029]图5是图4中所示的电压波形的放大视图。
[0030]图6是根据本发明第三实施例的电路示意图。
[0031]图7是根据本发明第四实施例的电路示意图。
[0032]图8示出了图7中的一些点上的电压波形。
[0033]图9是图8的A-A’部分中的波形的放大视图。
[0034]图10是根据本发明第五实施例的电路示意图。
[0035]图1OA是图10中所示的实施例的数学模型。
[0036]图11是根据本发明第六实施例的电路示意图。
[0037]图12是根据本发明第七实施例的电路示意图。
[0038]图13是本发明另一实施例的数学模型的高度概括的功能框图。
[0039]图14是本发明又一实施例的数学模型的高度概括的功能框图。
[0040]图15是根据本发明另一实施例的电路示意图。
[0041]图15A是图15中所示的实施例的数学模型。
[0042]图16示出了输入信号、根据先前实施例的电路的载波信号和根据图15中所示的实施例的载波信号的电压波形。
【具体实施方式】
_3] 图1的实施例的结构
[0044]图1的电路I示出了本发明的一个实施例，该电路I作为稳压电源进行工作。该电路I包括电源单元2、偏置发生器3、比较器4、有损积分器6、半桥开关电路7、低通滤波网络11和负载12。
[0045]该电源单元2包括两个相同的电压源V2、V3，它们在中间点接地。
[0046]该偏置发生器3包括两个电阻R4和R5，这两个电阻R4和R5横跨电源导轨V+和V-而串联连接，在它们的连接点处产生偏置电压VBiayVBias由每个电源导轨上的电压和R5/(R4+R5)的比率来确定。
[0047]有损积分器6产生信号S2。该有损积分器6包括电阻Rl和R3，电阻Rl和R3在输出端Outl与地之间端到端连接，电容器Cl位于电阻Rl和R3和地的连接点之间。信号S2在电阻Rl与R2的连接点处被分接出。因而该有损积分器是一个分压的低通滤波器。该滤波器的转折频率由电阻Rl和R3的并联等效电阻和电容器Cl的电容确定。理想的RC值应被设置为高于所需的最大信号频率。微妙但重要的事实是，在切换和稳定状态下，输出端Outl处的信号失真出现在积分器信号S2中。
[0048]该半桥开关电路7包括第一 NFET电路8和第二 NFET电路9，第一 NFET电路8和第二 NFET电路9串联连接在正负电源导轨V+和V-之间，以在它们的连接点处产生输出Outl。该NFET电路8通过反相器Yl 111在其输入端接收信号DRV，该NFET电路9在其输入端接收信号DRV。信号Outl表示半桥输出电压，并根据导通的那个FET而理想地为V+或V-o在实际应用中，由于FET的非理想行为，这在稳定状态(非切换)或者切换模式下都是无法实现的。这种非理想行为导致信号Outl的失真，如果不进行补偿的话，将会转而引起负载12处的潜在失真。这是传统电路中常见的主要问题。
[0049]比较器4在其反相输入端接收VBias，和在其非反相输入端接收来自有损积分器的信号S2，以产生信号DRV。然后，该比较器比较该偏置信号VBia^ S2，并以较高的那个信号来切换高低电平。根据DRV信号的极性，该信号DRV切换NFET电路8和9中的一个导通和它们中的另一个关断。理论上，切换速度是无限大的，但延迟存在于整个系统中。这些延迟包括比较器滞后、桥开关延迟、FET驱动信号中的延迟和有损积分器的相移延迟。
[0050]图1的实施例的操作
[0051]电路I的操作通过图2中所示的信号轨迹来说明。为了简化对图1中电路的理解，各NFET电路8和9可以视为是具有无限快转换时间的二进制状态机。参阅图2，当信号DRV 220从高电平转换到低电平时，上部的NFET8导通，同时下部的NFET9关断。这意味着Outl目前等于V+，而在DRV改变之前等于V-。在有损积分器6的输入中的阶跃响应变化在S2上引起斜坡电压，在这种情况下从转换之前的那里上升。在图2中可以看出，作为波形DRV 220转换的结果，波形S2210是一个三角形，或者斜坡函数。
[0052]当该斜坡超过偏置(Bias) 230，DRV将会再次改变状态，这将引起Outl从V+回到V-，转而又会引起S2斜坡