r>[0113] 在一个实施例中，脉冲宽度调制信号PWM1的占空比由误差信号VEA决定。如果感 应信号IAVG的电压小于参考信号SET的电压，则误差放大器402增大误差信号VEA的电压 以增大脉冲宽度调制信号PWM1的占空比，从而使得流经二极管1412的平均电流增大，直到 感应信号IAVG的电压增大到参考信号SET的电压。如果感应信号IAVG的电压大于参考信 号SET的电压，则误差放大器402减小误差信号VEA的电压以减小脉冲宽度调制信号PWM1 的占空比，从而使得流经二极管1412的平均电流减小，直到感应信号IAVG的电压减小到参 考信号SET的电压。这样，流经二极管1412的平均电流能够被调整到与目标电流值相等。
[0114] 图16所示为根据本发明又另一个实施例的光源驱动电路1600的电路示意图。图 16中与图14编号相同的部件具有类似的功能。除了电力变换器1406的结构，图16中光源 驱动电路1600的电路示意图与图14中光源驱动电路1400的电路示意图类似。在图16的 例子中，储能单元1414包含电感1402。在一个实施例中，电力变换器1406还可包含耦合于 电感1402和控制器1410之间的齐纳二极管D5。齐纳二极管D5形成偏压电平位移器以施 加电平位移(偏压）给控制器1410的电源电压，从而经由端口VDD从电感1402提供合适的 电源给控制器1410。
[0115] 图17所示为根据本发明又再一个实施例的光源驱动电路1700的电路示意图。图 17中与图9A、图10和图14编号相同的部件具有类似的功能。除了电力变换器1406的结 构，图17中光源驱动电路1700的电路示意图与图10中光源驱动电路1000的电路示意图 类似。
[0116] 在一个实施例中，电力变换器1406包含耦合于电源线912的输入电容1408。输 入电容1408减少整流电压VIN的纹波，以平滑整流电压VIN的波形。在一个实施例中，输入 电容1408具有相对较小的电容值以帮助消除或减小整流电压VIN波形的失真。此外，在一 个实施例中，由于输入电容1408较小，流经输入电容1408的电流可以忽略。因此，当开关 1416接通时，流经开关1416的电流1 14(12与从整流器204流出的整流电流IIN大致相等。
[0117] 图17中的电力变换器1406与图14中的电力变换器1406的操作类似。在一个实 施例中，根据开关1416的导通状态，电流1 1412流经二极管1412而电流114(12流经电感1402。 更具体的，控制器910在DRV端口上产生驱动信号962 (如脉冲宽度调制信号)，以控制开 关1416接通或断开。当开关1416接通，电流114(12从电源线912流出，流经开关1416、电阻 1420、电感1402到光源驱动电路1700的地。由于二极管1412反向偏置，没有电流流经二 极管1412。在开关1416接通期间，电流1 14(12可以根据公式（3)逐渐增大：
[0118]AI14〇2=VinXTon/L1402 ( 3)，
[0119] 其中，1"表示开关1416接通的时间，A114(12表示电流114(12的变化量，L14(l2表示电 感1402的电感值，并且开关1416的电压降和电阻1420的电压降可以被忽略。在一个实施 例中，控制器910控制驱动信号962,使得开关1416的每个切换周期（即驱动信号的周期） 中的接通时间Tw为一个恒定值。所以，电流114(12的变化量A114(12与整流电压VIN成比例。 在一个实施例中，当电流114(12降低到第一预设值(如零安培）时，开关1416接通。因此，电 流1 14(12的峰值与整流电压VIN成比例。
[0120] 在每个切换周期，开关1416在接通I*时间段之后被断开。当开关1416断开时， 电流11412流经电感1402、发光二极管链208、二极管1412以及电流监测器1418。相应的， 电流1 1412根据公式（4)降低：
[0121] AI1412-AI1402-V0UTXT0FF/L1402 (4)。
[0122] 其中，了^表示开关1416断开的时间，A11412表示电流I1412的变化量，并且二极管 1412的电压降和电流监测器1418的电压降可以被忽略。在一个实施例中，当开关1416接 通时，整流电流IIN与电流I14(E相等，当开关1416断开时，整流电流IIN等于零安培。
[0123] 在一个实施例中，电力变换器1406包含电容1424。电容1424可以是具有相对较 大容值的电容。所以，流经发光二极管链208的电流IOTT等于电流11412的平均值。
[0124] 图17中的控制器910与图10中的控制器910的操作类似。在图17中，控制器910 包含端口200、6冊、01^、￥00、05、0)1^和？8。端口20)与电感1404耦合，用于接收指示电 感1402的状况（比如，流经电感1402的电流是否减小到第一预设电流值，例如零安培）的 监测信号AUX。监测信号AUX也能指示发光二极管链208是否处于开路状态。端口GND耦 合于电阻1418和储能单元1414之间的共同节点1433。端口DRV与开关1416耦合并产生 驱动信号962 (如脉冲宽度调制信号PWM1)以接通或断开开关1416。端口VDD与电感1404 耦合并接收来自电感1404的电力。端口C0MP通过电容318与控制器910的参考地耦合。 端口FB通过滤波器212与电流监测器1418耦合并接收指示流经发光二极管链208的电流 IOTT的感应信号IAVG。
[0125] 耦合于控制器910的锯齿波信号产生器902用于根据DRV端口的驱动信号962在 CS端口上产生锯齿波信号960。例如，锯齿波信号产生器902包含耦合于DRV端口和CS端 口之间且相互并联的电阻1016和二极管1018,还包含耦合于CS端口和控制器910的参考 地之间且相互并联的电阻1012和电容1014。锯齿波信号960根据驱动信号962而变化。 更具体的，在一个实施例中，驱动信号962为脉冲宽度调制信号。当驱动信号962为逻辑高 电平时，电流II从DRV端口流出，经过电阻1016,流入电容1014。因此，电容1014被充电， 锯齿波信号960的电压V96(l增加。当驱动信号962为逻辑低电平时，电流12从电容1014流 出，经过二极管1018,并流入DRV端口。因此，电容1014放电，电压V96(l降低到零伏特。锯 齿波信号产生器902还可以包含其他组件，并不局限于图17所示的实施例。
[0126] 有利的是，控制器910根据锯齿波信号960和感应信号IAVG产生驱动信号962。 控制器910调节流经发光二极管链208的电流IOTT至目标电流值并通过控制整流电流IIN 的平均电流IINATC与整流电压VIN实质同相，以校正驱动电路1700的功率因数。
[0127] 图18所示为根据本发明另一个实施例的光源驱动电路(如驱动电路1700)生成或 接收的信号波形图。图18将结合图4、图9A、图9B和图17进行描述。图18描述了整流电 压VIN、整流电流IIN、整流电流IIN的平均电流IIN_Ave、流经电感1402的电流114(12、流经发光二 极管链208的电流IOTT、指示流经二极管1412的电流11412的感应信号ISEN、误差信号VEA、 锯齿波信号960和驱动信号962。具有降升压变换器的光源驱动电路1700具有相对低的总 谐波失真和相对高的功率因数。
[0128] 如图18所示，整流电压VIN是整流后的正弦波信号。在tl时刻，驱动信号962变 为第一状态(如逻辑高电平)。因此，开关1416接通，流经电感1402的电流1 14(12增大。由于 二极管1412反向偏置，没有电流流经二极管1412。同时，锯齿波信号960在驱动信号962 的第一状态(如逻辑高电平）期间增大。
[0129] 在t2时刻，当锯齿波信号960增加到误差信号VEA，驱动信号962切换至第二状 态(如逻辑低电平)。在驱动信号962下降沿的作用下，锯齿波信号960降到零伏特且感应 信号ISEN增大到电流114(12的峰值。驱动信号962断开开关1416,电流开始流经电感1402 和二极管1412,因此电流1 14(12和感应信号ISEN下降。换言之，锯齿波信号960和误差信号 VEA决定了当驱动信号962为逻辑高电平时接通开关1416的时间I*。
[0130] 在t3时刻，电流114(12和电流11412降低到第一预设电流值(如零安培)，由此，控制器 910将驱动信号962切换至逻辑高电平，以接通开关1416。
[0131] 在一个实施例中，在整流电压VIN的一个周期内，流经发光二极管链208的电流IQUT 与电流11412的平均值相等或成比例。结合图11的描述，控制器910将电流IOTT调节至由参 考信号SET表示的目标电流值。另外，如图18所示，表示电流11412的感应信号ISEN在tl 至t4期间与t5至t6期间具有相同的波形。所以，电流11412在tl至t4期间的平均值与在 t5至t6期间的平均值相等。因此，电流IQUT保持在目标电流值。在一个实施例中，TQN由锯 齿波信号960和误差信号VEA决定。在一个实施例中，由于在驱动信号962的每个周期内， 锯齿波信号960从零伏特上升到误差信号VEA的时间都是相等的，所以I*是恒定的。根据 公式（3)，在I*时间内，电流114(12的变化量A114(12与整流电压VIN成比例。所以，如图18所 示，感应信号ISEN的峰值(即电流114(12的峰值）与整流电压VIN成比例。
[0132] 在一个实施例中，当开关1416接通时，整流电流IIN的波形与电流114(12的波形相 类似，而当开关1416断开时，整流电流IIN等于零安培。在tl至t6时间段内，整流电流IIN 的平均电流IIN_Ave与整流电压VIN实质同相。结合图9B所描述的，控制器910校正了驱动 电路1700的功率因数以使交流输入电流IA。与交流输入电压VA。实质同相。
[0133] 本发明提供了驱动负载的驱动电路。负载可以是光源，例如发光二极管光源208。 本发明并不局限于此，负载可以包含其他类型的光源或者其他类型的负载(如电池组)。驱 动电路包含电力转换器和控制器。电力转换器将输入电压转换成输出电压，以为负载提供 电能。电力变换器提供指示流经负载的电流的感应信号。驱动电路还包含锯齿波信号产生 器，用于根据驱动信号产生锯齿波信号。有利的是，控制器根据感应信号和锯齿波信号产生 驱动信号。驱动信号控制流经储能单元的电流，以调节流经负载的电流至目标电流值，并通 过控制输入电流的平均电流和输入电压实质同相，以校正驱动电路的功率因数。
[0134] 图19所示为根据本发明又一个实施例的光源驱动电路1900的电路示意图。图19 中与图2和图3编号相同的部件具有类似的功能。在图19的例子中，光源驱动电路1900 包含整流器204、线电压补偿电路1920、电力变换器1906和控制器1910。例如，整流器204 可以是包含二极管D1-D4的桥式整流器。整流器204接收来自电源202的交流电压VA。。电 力变换器1906接收来自整流器204的输入电压VIN并产生输出电压VQUT为负载(如发光二 极管链208)供电。
[0135] 在图19的例子中，电力变换器1906是准共振降升压变换器（quasi-resonant buck-boostconverter),其接收输入电压VIN并产生大于或小于输入电压VIN的输出电压 。利用准共振降升压变换器，光源驱动电路1900可以根据不同的负载需求更灵活地调 整输出电压。此外，采用准共振降升压变换器的光源驱动电路1900具有相对低的总谐波失 真和相对高的功率因数。
[0136] 在一个实施例中，电力变换器1906包含储能单元1914、开关1916、二极管1912、电 阻1922以及电容1924。电力变换器1906接收输入电压VIN和输入电流，并为发光二极管 链208提供电能。开关1916是由控制器1910所产生的驱动信号1926控制。在一个实施 例中，储能单元1914包含第一电感(例如电感1902)和第二电感(例如电感1904)。储能单 元1914的电流流经电感1902,电感1904与电感1902电磁耦合，用于监测电感1902的状 况。电容1924滤除流经发光二极管链208的电流的波纹，从而使流经发光二极管链208的 电流相对平稳并等于流经二极管1912的平均电流。本领域技术人员应可理解，图19所示 的电力变换器1906的结构仅为示例而并非本发明的限制，本发明也可以采用其它结构的 电力变换器。
[0137] 图2