IB 的效果明显地表现出来。在实施例中，使用图15所示的杂散音分散装置1B，设η = 100,对 频率Δ - Σ调制信号Y进行FFT分析。
[0179] 接下来，在比较例1中，对1个FDSM的输出数据进行FFT分析。此外，在非专利文 献2中，公开有如下结构：以对被测定信号Fx的半周期进行η等分的方式对被测定信号Fx 施加延迟，使η个FDSM并联。将其作为比较例2,对频率Δ - Σ调制信号Y进行FFT分析。
[0180] 作为被测定信号Fx，利用频率合成器，生成以载波中心频率为80kHz、调制频率为 30kHz、调制宽度为±5kHz的方式进行调制后的信号，并准备频率2MHz的基准信号Fc。
[0181] 在实施例中，基准信号Fe的频率（2MHz)比被测定信号Fx的中心频率的2倍 (160kHz)高，因此，以将作为基准信号Fe的1个周期的l/2e +6S进行100等分的方式对被 测定信号Fx施加延迟。另一方面，在比较例2中，以将作为被测定信号Fx的中心频率的半 周期的l/160e +3S进行100等分的方式，对被测定信号Fx施加延迟。
[0182] 图28示出实施例的FFT分析结果，图29示出比较例1的FFT分析结果，图30示 出比较例2的FFT分析结果。相对于与图30所示的非专利文献2的结构对应的比较例2， 在实施例中，杂散音（量化误差）引起的峰值成分被抑制，SNR改善了 20~40dB左右。
[0183] 记述了 ：设被测定信号Fx的2倍的频率2fx和基准信号Fe中的频率较高的一方 (周期较短的一方）的信号的1个周期为τ，设作为基准的量为D，在以对D进行η分割的 方式施加延迟而考虑应对比特流的η个并联的FDSM(I)~FDSM(η)时，即使在D/T为整数 的情况下，期望的是，在设计上，以使得D/T和η互质的方式，通常，以使得mD/nT和m(m为 η以下的任意自然数）互质的方式来选择D和η。
[0184] 此处，关于基于本申请结构的100个并联的FDSM以及基于非专利文献2的结构的 100个并联FDSM，针对D/T和η的关系进行研究。η为η = 100。T为与基准信号Fe的1个 周期或被测定信号Fx的半周期相等的值。被测定信号Fx为调制信号，因此在频率上具有 幅度（T = l/2e+6、l/170e+3~l/150e+3)。
[0185] 本申请结构的100个并联的FDSM的D设定为D = l/2e+6,因此，D/T变为整数的情 况不限于T = l/2e+6时，在T = l/2e+6时，D/T为1，D/T和η不具有2以上的公约数，因此， 有效地使杂散音的相对相位关系变得分散。
[0186] 另一方面，在基于非专利文献2的结构的100个并联的FDSM的D中，D= l/160e+3。 在丁 = 1/26+6时，0八=26+6/16〇6+3=12.5，不是整数，在111 = 96时，111〇/1^ = 12，12和96 具有公约数2、3、4、6、12。最大公约数为12，因此，在杂散音的相对相位关系的分散中，产生 每并联96/12 = 8个则循环一次的周期性，100个并联的FDSM的输出之间的杂散音的相对 相位关系不能说得到了有效分散。在图31中，以时序图示出了在该情况下的被测定信号Fx 和基准信号Fc的相位关系。根据由粗体字以及粗线所示的输出基准信号Fxl、Fx9、Fx97的 关系，可知关于产生每8个并联则循环一次的周期的情况。此外，关于m = 96的96,由于 96 + 8 = 12,因此每8个并联则循环一次的周期的第12个周期的最后对应于输出被测定信 号Fx96。根据以上说明，使本申请结构以及非专利文献2的结构中的杂散音的相对相位关 系分散的方式的差异成为SNR改善的程度的差异。
[0187] <5.应用例 >
[0188] 接下来，对应用了在上述第1至第3实施方式以及实施例中说明的杂散音分散装 置的频率计测装置进行说明。
[0189] 图32示出频率计测装置100的框图。如该图所示，频率计测装置100具有杂散音 分散装置IA(IB)和频率数据生成部40。频率数据生成部40基于频率△ - Σ调制信号Y， 生成表示被测定信号Fx的频率的频率数据Df。
[0190] 在频率Δ-Σ调制信号Y是来自与在第1实施方式中说明的数据流对应的杂散音 分散装置IA的输出的情况下，以如下方式输出频率Δ-Σ调制信号Y :随时间经过，以包含 量化误差的形式，将被测定信号Fx的频率fx与基准信号Fc的频率fc之比（fx/fc)作为 数字信号串输出。另一方面，在频率Α-Σ调制信号Y是来自与在第2实施方式中说明的 比特流对应的杂散音分散装置IB的输出的情况下，以如下方式输出频率Δ-Σ调制信号Y : 随时间经过，以包含量化误差的形式，将被测定信号Fx的2倍的频率2fx与基准信号Fc的 频率fc之比（2fx/fc)作为数字信号串输出。
[0191] 因此，频率数据生成部40具有低通滤波器41和对其输出进行缩放而生成频率数 据Df的缩放部42。频率计测中的时间分辨率以及频率分辨率取决于低通滤波器41的特 性。低通滤波器41例如可以使用3级移动平均滤波器，该3级移动平均滤波器配置有3个 对最近10个采样进行简单平均的移动平均滤波器。缩放部42将低通滤波器41的输出数 据41a乘以校正系数，生成频率数据Df。例如，在频率数据生成部40的前级设置有与比特 流对应的杂散音分散装置1B，在被测定信号Fx的频率fx为1MHz、基准信号Fc的频率fc 为2MHz时，2fx/fc = 1。此外，频率Δ-Σ调制信号Y与被测定信号Fx的频率fx成比例， 因此，校正系数设为IM即可。
[0192] 接下来，对频率计测装置100的实施例和比较例进行说明。作为被测定信号Fx，利 用频率合成器，生成以载波中心频率为80kHz、调制频率为30kHz、调制宽度为±5kHz而调 制后的频率调制波，准备频率fc = 2MHz的基准信号Fc。
[0193] 首先，实施例的频率计测装置100使用比特流对应的杂散音分散装置1B，将并联 数η设为100,生成输出被测定信号Fxl~FxlOO，并提供给FDSM(I)~FDSM(IOO)，其中， 所述输出被测定信号Fxl~FxlOO是以将作为基准信号Fc的1个周期的l/2e +6S进行100 等分的方式使被测定信号Fx依次延迟而得到的。
[0194] 接下来，在比较例的频率计测装置中，并联有100个非专利文献2所述的FDSM，以 对作为被测定信号Fx的中心频率的半周期的l/160e +3S进行100等分的方式，使被测定信 号Fx依次延迟，来提供给并联化的100个FDSM。
[0195] 图33示出实施例的频率计测结果，图34示出比较例的频率计测结果。在实施例 中，与比较例相比，改善了 SNR，且能够确认实际时间的频率计测结果。
【主权项】
1. 一种杂散音分散装置，其使用基准信号，对被测定信号进行频率A-S调制，输出使 杂散音分散后的频率A-2调制信号，其特征在于，该杂散音分散装置具有： n个频率A-2调制部； 相位调整部，其相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成n组的输出 被测定信号以及输出基准信号，将各组的输出被测定信号以及输出基准信号分别提供给所 述n个频率A-2调制部，n为2以上的任意自然数；以及 加法部，其将所述n个频率A - 5：调制部的输出信号相加，输出所述频率A - 5：调制信 号， 所述n个频率A-2调制部分别使用从所述相位调整部提供的所述输出基准信号，对 所述输出被测定信号进行频率A-2调制， 所述相位调整部针对所述n个频率A-2调制部的输出信号，以使得杂散音的相位均 不同的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准信号的相位，生成所述n组的输出被 测定信号以及输出基准信号。2. 根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于， 在设规定时间为D、所述被测定信号的1个周期或所述基准信号的1个周期为T、m为 n以下的任意自然数、mD/nT为整数、mD/nT和m互质、向第i个频率A-2调制部提供的输 出被测定信号与输出基准信号的相位差为P 1时， 所述相位调整部以使得D/n = Pw-P1的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准 信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号， 其中，i为n-1以下的任意自然数。3. 根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于， 所述频率A-2调制部以数据流形式输出所述输出信号， 在设所述被测定信号的1个周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向 第i个频率A-2调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差SP1时， 所述相位调整部以使得TxAi = Pw-P1的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准 信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号， 其中，i为n-1以下的任意自然数。4. 根据权利要求1所述的杂散音分散装置，其特征在于， 所述频率A-2调制部以比特流形式输出所述输出信号， 在设所述被测定信号的半周期和所述基准信号的1个周期中的较短的周期为Tx、向第 i个频率A-2调制部提供的输出被测定信号与输出基准信号的相位差SP1时， 所述相位调整部以使得TxAi = Pw-P1的方式，相对地调整所述被测定信号和所述基准 信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号， 其中，i为n-1以下的任意自然数。5. 根据权利要求3所述的杂散音分散装置，其特征在于， 所述相位调整部具有多个延迟电路，所述多个延迟电路串联连接且各自的延迟时间为 Tx/n， 将所述被测定信号和所述基准信号中的一方的信号提供给所述n个频率A-2调制 部，使用所述多个延迟电路，使所述被测定信号和所述基准信号中的另一方的信号延迟而 提供给所述n个频率A-2调制部。6. 根据权利要求3所述的杂散音分散装置，其特征在于， 所述杂散音分散装置具有比较部，该比较部对所述被测定信号的频率和所述基准信号 的频率进行比较， 所述相位调整部基于所述比较部的比较结果，相对地调整所述被测定信号和所述基准 信号的相位，生成所述n组的输出被测定信号以及输出基准信号。7. -种频率计测装置，其特征在于，该频率计测装置具有： 权利要求1所述的杂散音分散装置；以及 频率数据生成部，其基于所述频率A-2调制信号，生成表示所述被测定信号的频率 的频率数据。
【专利摘要】杂散音分散装置以及频率计测装置。抑制作为因Δ-Σ调制而产生的周期性量化噪声的杂散音。杂散音分散装置(1A)具有：n个FDSM(1)～FDSM(n)；相位调整部(10)，其以使得杂散音的相位均不同的方式，相对地调整被测定信号(Fx)和基准信号(Fc)的相位，生成n组的输出被测定信号以及输出基准信号，分别提供给n个FDSM(1)～FDSM(n)；加法器(30)，其将n个FDSM(1)～FDSM(n)的输出数据(OUT1～OUTn)相加，输出频率Δ-Σ调制信号(Y)。
【IPC分类】H03M3/00, G01R23/10
【公开号】CN105099457
【申请号】CN201510246570
【发明人】轰原正义
【申请人】精工爱普生株式会社
【公开日】2015年11月25日
【申请日】2015年5月14日
【公告号】US20150333765