背景技术：
领域本公开针对FM调制，并且具体地，针对使用反正弦解调器的具有扩展阈值的FM解调。背景技术频率调制(FM)是对信息进行编码的常见方法。调频信号通常可以通过下式来表示其中Ac是幅度，为ωc是以弧度为单位的载波频率，并且是信息信号。该信息信号可以写为其中m(t)是调制信号，并且kf是恒定的并且等于在m(t)＝1时的峰值频率偏差fd。调制指数β可以写为β=PeakRFfrequencydeviationMaximumModulatingbasebandfrequency=fdfmax.]]>FM解调，特别是诸如在车辆中的那些移动FM无线电装置中的常见问题是信号强度可能随着汽车移动而显著变化，产生刺耳的声音。具体地，当FM接收器距离广播天线过远时，信号强度可能显著降低，使得传统FM解调器难以工作或无法起作用。当FM信号被从表面反射出去时，另一问题发生。当这发生时，FM接收器将同时接收两个信号，一个直接来自广播天线并且另一个是被附近表面，诸如建筑物，反射出去的。由于行进了额外的距离，反射信号可能与直接信号反相，导致了破坏性的干扰。该破坏性干扰降低了在FM解调器处接收到的信号的强度。具体地，与这些情况相关联的一个问题是FM阈值效应，其可以在噪声的幅度相当于或高于FM信号本身的幅度时出现。当这发生时，信号的解调迅速发生故障。可以在图1中看到阈值效应，其中，信噪比(S/N或SNR)对于高水平的载波与噪声比(ρ)通常是线性的，但是在特定阈值点处，信噪比具有突然的下滑。在该阈值点的左侧，FM解调器迅速劣化。高于阈值区域的FM系统的输出信噪比通过下式给出SNRout＝3β2(β+1)ρ。然而，当包括阈值破坏区域时，输出信噪比是SNRout=3β2(β+1)ρ1+24πβ(β+1)ρe(-ρ).]]>载波与噪声比ρ由下式给出ρ=Ac22N0BIF]]>其中BIF是接收器中的IF滤波器的带宽，并且N0/2是白噪声的双边功率频谱密度。如图2所示，当FM阈值效应发生时，信号的相角θ(t)可能在短时间段中突然增加或减少2π的弧度。这在具有2π区域的信号中产生脉冲，并且产生用户能够听到的“咔哒”噪声。咔哒噪声通常指示已经达到FM阈值，并且噪声大于信号。需要一种将阈值扩展为超过当前水平的FM解调器。
技术实现要素：
本公开的一个实施例针对具有扩展的阈值破坏点的FM解调器。FM解调器结合反馈环路使用反正弦调节器，该反馈环路具有误差电路，用于产生输出信号，对于较宽范围的载波与噪声比，该输出信号在信噪比和载波与噪声比之间具有线性关系。FM解调器还包括三个滤波器，该三个滤波器基于系数α来对信号进行滤波。根据一个实施例，系数α可以基于FM信号的信号强度、频率偏差和失真水平来被自动调整。根据另一实施例，第一混合器接收FM信号和来自误差电路的信号，并且产生到第一滤波器的误差差分信号。然后，第一滤波器产生对反正弦解调器的信号，该反正弦解调器解调该信号。反正弦解调器提供对第二滤波器的信号，第二滤波器提供对误差电路和对第三滤波器的信号。第三滤波器产生FM解调器的输出信号。根据本公开的FM解调器的益处是扩展的阈值破坏点，允许FM解调器解调具有低信号强度的FM信号。利用如本文所教导的原理，FM解调器能够解调不能用传统FM解调器方法进行解调的FM信号，诸如当FM接收器与广播天线相距长距离时，或者当存在来自反射信号的破坏性干扰时。附图说明图1示出了根据现有技术的具有阈值破坏效应的FM信号的信噪比。图2示出了根据现有技术的作为阈值破坏效应的结果具有突然2π跳变的FM信号的相位。图3示出了根据本公开的一个实施例的具有扩展的阈值破坏的FM信号的信噪比。图4A示出了根据本公开的一个实施例的具有频率压缩环路的FM解调器。图4B示出了根据本公开的一个实施例的反正弦FM解调器。图5示出了根据本公开的一个实施例的反正弦阈值扩展解调器。图6示出了根据本公开的一个实施例的与现有技术相比的在1kHZ的调制音调频率处的图5的反正弦阈值扩展解调器的仿真性能。图7示出了根据本公开的一个实施例的与现有技术相比的在10kHZ的调制音调频率处的图5的反正弦阈值扩展解调器的仿真性能。图8示出了根据本公开的一个实施例的与现有技术相比的具有多路径信号的图5的反正弦阈值扩展解调器的仿真性能。图9示出了根据本公开的一个实施例的与现有技术相比的具有多路径信号的图5的反正弦阈值扩展解调器的仿真输出信号。具体实施方式在以下描述中，阐述了某些特定细节，以便于提供对本公开的各种实施例的全面理解。然而，本领域技术人员将理解，本公开可以在没有这些特定细节的情况下被实践。在一些情况下，没有具体描述与FM解调器相关联的公知的结构以避免混淆本公开的实施例的描述。除非上下文另外要求，贯穿说明书和其后的权利要求书，词语“包括”及其变体，诸如“包括”和“包含”，应当在开放的、包括性含义上被解释，即被解释作为“包括但不限于“。在本说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用是指结合实施例描述的具体特征、结构或特性被包括在至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书在各种位置中出现短语“在一个实施例中”或“在实施例中”不一定全部指同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，可以以任何适当的方式组合具体特征、结构或特性。在附图中，相同的附图标记识别类似的特征或元件。在附图中的特征的尺寸和相对位置不必按比例绘制。图3示出了具有扩展的破坏阈值42的FM信号的信噪比。在图3的图形中，载波与噪声比ρ在X轴上，并且信噪声比S/N在Y轴上。随着载波与噪声比ρ减小，S/N比率的线性部分扩展经过传统阈值点40。根据一个实施例，随着载波与噪声比减小，对于比阈值40长多达10dB，扩展阈值42可以是线性的。图4A是根据本公开的一个实施例的具有频率压缩反馈(FMFB)的FM解调器。这里将简单解释频率压缩反馈技术。在第一混合器20的第一输入处接收FM信号，第一混合器20还在第二输入处接收误差参考信号ε0(t)。混合器20输出误差差分信号ε0(t)，该误差差分信号ε0(t)在通常是带通滤波器的第一滤波器22处被接收。带通滤波器22输出经滤波的信号x(t)，x(t)在FM解调器24处被接收。FM解调器基于等式来解调经滤波的信号x(t)，并且示出经解调的信号xd(t)。经解调的信号xd(t)在环路补偿滤波器26处被接收，环路补偿滤波器26对经解调的信号进行滤波并输出检测到的误差信号εv(t)。检测到的误差信号εv(t)被馈送到误差电路28。误差电路28包含接收检测到的误差信号的环路滤波器30以及FM调制器32，该FM调制器32耦合到环路滤波器30并且被配置成将误差参考信号ε0(t)提供回混合器20。环路滤波器30和FM调制器32由此创建用于FM解调系统的反馈环路。检测到的误差信号εv(t)也被馈送到输出补偿滤波器34，其对检测到的误差信号进行滤波，并且输出输出信号。该FMFB系统通过以反馈因子减少调制指数来减少FM解调器噪声带宽，导致扩展的阈值。上述FMFB系统的数学分析示出了减少的调制指数。为了简单，我们令：其中并且我们令ε0(t)＝Avcos(ωct+θ(t))其中θ(t)=Kv∫0tϵv(τ)dτ]]>并且其中的Kv是FM调制器的增益。这导致并且并且对εv求解产生将εv(t)代入x(t)产生这导致原始信号的调制指数以因子1/(1+1/(2π)KDKv)减少，提供了阈值的扩展。图4B示出了根据本公开的一个实施例的反正弦解调器50。反正弦解调器50包括反向电路52，其接收进入信号并且产生该信号的绝对值的倒数。在混合器54的第一输入处接收同相信号I，并且在混合器54的第二输入处接收由反向电路52产生的信号的绝对值的倒数，混合器54输出经混合的同相信号。另一混合器56在第一输入处接收正交相位信号Q，并且在第二输入处接收由反向电路52产生的信号的绝对值的倒数，并且输出经混合的正交相位信号。混合器54将经混合的同相信号输出到反向电路58，其产生经混合的同相信号的逆z变换。混合器56将经混合的正交相位信号输出到另一反向电路60，反向电路60产生经混合的正交相位信号的逆z变换。混合器62在第一输入处接收经混合的同相信号的逆z变换，并且在第二输入处接收经混合的正交相位信号。另一混合器64在第一输入处接收经混合的正交相位信号的逆z变换，并且在第二输入处接收经混合的同相信号。求和电路66在第一输入处接收混合器62的输出，并且在第二输入处接收混合器64的输出，并且被配置为输出求和后的信号，求和后的信号是从混合器62的输出信号中减去了混合器64的输出信号。来自求和电路66的求和后的信号被提供到除法电路68，除法电路68以2π除求和后的信号。然后，来自除法电路68的做除法后的信号被提供到反正弦电路70，其产生经解调的信号。图5示出了包含反正弦解调器50的反正弦阈值扩展FM解调器80。反正弦阈值扩展FM解调器80结合反正弦解调器50、使用也被称为FMFB的频率压缩反馈环路、来扩展FM信号的阈值破坏点。在反正弦阈值扩展FM解调器80中，在混频器电路82的第一输入处接收FM信号s(t)。混合器电路82还在第二输入处接收误差参考信号ε0(t)，并且输出在滤波器84处接收的差分信号εd(t)。滤波器84通常是基于系数α滤除频率的低通滤波器，但是可以是任何适当的滤波器，诸如带通滤波器。根据一个实施例，滤波器84根据等式来对频率进行滤波，其中α部分地基于信号强度指示符、频率偏差和失真。根据一些实施例，当制造反正弦阈值扩展FM解调器80时，将预先设置系数α。然而，在其他实施例中，系数α可在运行中调整，根据当前检测到的信号强度进行改变。在一些实施例中，系数α将基于检测到的信号强度、频率偏差或失真自动地改变，并且在其他实施例中，系数将是用户可调整的。系数α通常在0.1和0.9之间，并且优选地在0.2和0.85之间。如果信号强度弱，则系数α将更高，优选地在0.5和0.9之间。对于中间或强的信号强度，系数α将是较低的值，优选地在0.1和0.5之间。滤波器84输出在反正弦解调器50处接收到的经滤波的信号x(t)。反正弦解调器50解调该经滤波的信号x(t)，并且输出经解调的信号xd(t)。在一些实施例中，当信号低于特定阈值Vthr时，绝对值电路86还接收经滤波的信号x(t)。绝对值电路86产生经滤波的信号x(t)的绝对值。混合器88在第一输入处接收经解调的信号xd(t)并且在第二输入处接收经滤波的信号x(t)的绝对值。混合器88向环路补偿滤波器90输出信号，该环路补偿滤波器90基于系数α来从接收到的信号中滤除频率。根据一个实施例，环路补偿滤波器90基于等式来对频率进行滤波。滤波器90输出检测到的误差信号εv(t)。根据一些实施例，归一化电路92耦合到滤波器90的输出，并且对检测到的误差信号εv(t)进行归一化。检测到的错误信号εv(t)被馈送到与混合器电路82耦合的反馈环路94。反馈环路94包含误差电路96，其接收检测到的误差信号εv(t)，并且产生对混合器电路82的第二输入的误差参考信号ε0(t)。根据一个实施例，误差电路96具有配置为延迟检测到的误差信号εv(t)的延迟电路98、耦合到延迟电路98并且被配置为对信号积分的积分器电路100、以及配置为调制信号的FM调制器102。FM调制器102耦合到混合器电路82的第二输入，并且向混合器82提供误差参考信号ε0(t)。延迟电路98通常是z-1形式的Z变换延迟，但是可以是任何适当的延迟。而且，积分器电路100通常通过z变换以1/(1-z-1)的形式来执行，但是可以是任何其他适当的积分技术。检测到的误差信号εv(t)还在滤波器104处被接收。滤波器104通常是配置为基于系数α对频率进行滤波的输出补偿滤波器。优选地，滤波器104被配置为基于等式来进行滤波。该滤波器104产生输出信号，该输出信号然后由立体声设备等接收。图6和图7示出了与现有技术相比的图5的反正弦阈值扩展FM解调器(反正弦TED)80的仿真结果。图6示出了现有技术和反正弦阈值扩展FM解调器80，二者均具有1kHz的调制音调fm、75kHz的频率偏差fd并且反正弦阈值扩展FM解调器80的系数α被设置为0.75。实线示出了在载波与噪声比ρ增加时现有技术的信噪比和失真比率(SINAD)，而点划线示出了反正弦阈值扩展FM解调器80的SINAD。图6的虚线示出了优于技术的、反正弦阈值扩展FM解调器80的SINAD改善。从图6中可以看出，反正弦阈值扩展FM解调器80示出了优于现有技术的SINAD的显著改善，特别是从0dB至5dB的ρ值。图7示出了与具有10kHz的调制音调fm和设置为0.5的系数α的现有技术相比的反正弦阈值扩展FM解调器80的性能。在图7中可以看出，反正弦阈值扩展FM解调器80再次具有优于现有技术的显著SINAD改善，特别是对5dB到10dB的ρ值。图8示出了对于具有多路径信道的FM信号的、反正弦阈值扩展FM解调器80和现有技术的性能。因为FM信号是在城市中频繁广播以由车辆无线电装置使用的，所以FM信号中的常见事件是使车辆按两个路径接收信号。一个路径是来自广播塔的直接信号，并且第二路径是附近建筑物反射出的信号。由于行进了使从附近建筑物反射出来的额外距离，反射的第二信号被延迟了特定量。当这两个信号在车辆的天线处相遇时，取决于第二信号的延迟，其可能是有助益的或破坏性的。当信号是反相时，其是破坏性的并且第二延迟信号将降低在车辆的天线处接收到的信号的幅度，通常导致用于车辆“空”(NULL)区。图8示出了跨载波与噪声比率ρ的各种水平的反正弦阈值扩展FM解调器80和现有技术的SINAD。通过添加具有22微秒的延迟和原始信号的0.8的幅度的第二仿真信号来仿真多路径信号。图8中的仿真多路径性能具有1kHz的调制音，75kHz的频率偏差和0.75的系数α。图8示出了反正弦阈值扩展FM解调器80在跨载波与噪声比率ρ的所有水平上具有优于现有技术的相当大改善，并且特别是高于0dB的ρ值。图9示出了对于10dB的载波与噪声比ρ在图8的仿真多路径条件下来自反正弦阈值扩展FM解调器80和现有技术的经解调的输出信号。从图9中可以看出，反正弦阈值扩展FM解调器80具有比现有技术平滑得多的输出。在反正弦阈值扩展FM解调器80输出中减少或移除了现有技术输出的各种尖峰和谷。上述各种实施例可以被组合以提供其他实施例。可以根据上述具体描述来对实施例进行这些和其他改变。通常，在下面的权利要求中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求限制为说明书和权利要求书中公开的具体实施例，而是应当被解释为包括所有可能的实施例以及这样的权利要求所赋予的等同物的全部范围。因此，权利要求不受本公开的限制。