根据通用滤波的多载波中的信道质量的滤波器边带抑制的选择的制作方法
本发明涉及一种使用发射器装置来调节多载波发射信号的方法，以及可操作来执行所述方法的发射器装置和基站。
背景技术：
本部分介绍可以帮助促进更好地理解本发明的各方面。因此，本部分的陈述将以这种方式被阅读，并且不应被理解为是对关于现有技术的承认。
在3gpplte(3gpp＝第三代合作伙伴计划，lte＝长期演进)中，例如，建议使用所谓的分段的频带通过载波聚合来提高无线通信系统的数据传输速率。因此，当其它无线通信系统的一个基站或若干基站没有满负荷工作时，无线通信系统可以被允许使用另一无线通信系统的频带或频带的一部分。在这种情况下，在由其它无线通信仍然使用的频带中由无线通信系统发射射频信号必须被阻止。
经典的多载波信号(诸如ofdm(ofdm＝正交频分复用)多载波信号)是基于具有矩形形状的时域信号。在时域中的矩形形状与频域中所谓的sinc函数的形状相关联。因此，多载波信号的子载波具有较高的旁瓣电平。在分段的频谱中对于上述应用使用ofdm多载波信号，对分段的频谱的分段的子带进行分离的保护频带必须足够大。
对于即将到来的与低成本无线电发射器的机器-机器通信，相对于定时和频率的稳定性的同步要求将可能没有目前在蜂窝无线电通信系统中应用的无线电发射器要求高。当射频信号例如从两个以上的基站经由不同的传播路径传播到用户终端时，所谓的comp发射(comp＝协作多点)会有定时偏移和频率偏移。定时偏移可能导致载波间干扰。通过使用传统的ofdm(ofdm＝正交频分复用)，当定时偏移超过所谓的循环前缀时，子载波发射质量会下降很快。
在所谓的5g未来无线系统中，为了减少信令开销和设备的电池损耗，设想的是在上行链路用户之间时间和频率方面放松同步性。因此，相比严格的同步性(其暗示笨重的随机接入程序和闭环定时提前控制)，尤其是小的分组信息和控制信息可以被更有效地发射。
技术实现要素：
本发明的目的是在未来的无线系统中提供一种使用多载波调制的波形结构，可以为放松的时频对准提供高性能和鲁棒性。
这样的波形结构应适合于具有低信令开销的基于竞争的接入，如例如由机器类通信所产生的流量类型，预计在未来无线系统(如例如5g无线系统)中将发挥很大作用。
ofdm被认为对于对抗时频对准是敏感的，因此不应该被用于放松的同步性的目的。
多载波滤波的滤波(如例如应用在所谓的ufmc(ufmc＝通用滤波多载波)中)引入了额外的鲁棒性，从而比ofdm更适合于放松的同步性。到目前为止，针对多载波的滤波而建议的解决方案或者是固定的波形参数设置、或者是用户特定的波形适应。用户特定的波形适应需要控制信令，对于系统会引入额外的开销。特别是当只发射小的信息分组时，该控制信令开销是不利的，会消耗空中接口资源和电池功率。
根据本发明的实施例的基本思想是引入异构波形模式，其在无线链路两端处具有已知的交替参数。
在异构波形模式的简单形式中，两个参数集合以时隙的样式来交替、或以时间和频率上的“棋盘(chessboard)”模式的形式来交替。
不同的波形模式具有不同程度的频谱旁瓣抑制，从而导致对于时间或频率相邻资源的不同数量的符号间干扰(isi)和载波间干扰(ici)。根据无线链路的质量，无线设备可以随后被分配给具有不同的波形模式的资源。
本发明的目的因此是通过一种用于使用发射器装置来调节多载波发射信号的方法来实现，所述发射器装置包括合成模块、第一滤波器模块、第二滤波器模块、以及发射器模块，其中：合成模块，使用第一集合的时频资源元素子组或者第二集合的时频资源元素子组来合成多载波发射信号，其中第一集合的子组中的至少一个子组和第二集合的子组中的至少一个子组具有共同的时间或频率资源，并且在时间或频率上相邻；第一滤波器模块，在多载波发射信号由第一集合的时频资源元素子组来合成的情况下，使用由第一集合的滤波器系数所限定的第一滤波器特性来滤波第一集合的时频资源元素子组；第二滤波器模块，在多载波发射信号由第二集合的时频资源元素子组来合成的情况下，使用由第二集合的滤波器系数所限定的第二滤波器特性来滤波第二集合的时频资源元素子组；以及发射器模块，发射多载波发射信号。
本发明的目的进一步地通过一种用于调节多载波发射信号的发射器装置来实现，该发射器装置包括：合成模块，能够操作以使用第一集合的时频资源元素子组或第二集合的时频资源元素子组来合成多载波发射信号，其中第一集合的子组中的至少一个子组和第二集合的子组中的至少一个子组具有共同的时间或频率资源，并且在时间或频率上相邻；第一滤波器模块，能够操作以使用由第一集合的滤波器系数所限定的第一滤波器特性来滤波第一集合的时频资源元素子组；第二滤波器模块，能够操作以使用由第二组滤波器系数所限定的第二滤波器特性来滤波第二集合的时频资源元素子组；发射器模块，能够操作以发射多载波发射信号。
本发明的目的进一步通过一种基站来实现，该基站用于启用无线设备的发射器装置来调节多载波发射信号，其中：如果无线设备经历链路质量低于阈值，则该基站能够操作以向无线设备发射关于由无线设备使用的第一集合的时频资源元素子组的信息；如果无线设备经历链路质量高于阈值，则该基站能够操作以向无线设备发射关于由无线设备使用的第二集合的时频资源元素子组的信息；其中第一集合的子组中的至少一个子组和第二集合的子组中的至少一个子组具有共同的时间或频率资源，并且在时间或频率上相邻。
在本发明的实施例中，第一滤波器模块，在多载波发射信号由第一集合的时频资源元素子组来合成的情况下，使用具有第一级频谱旁瓣抑制的第一滤波器特性，来滤波第一集合的时频资源元素子组；并且，第二滤波器模块，在多载波发射信号由第二集合的时频资源元素子组来合成的情况下，使用具有第二级频谱旁瓣抑制的第二滤波器特性，来滤波第二集合的时频资源元素子组，第二级频谱旁瓣抑制高于第一级频谱旁瓣抑制。
在本发明的实施例中，为得到简单的异构波形模式，第一集合的时频资源元素子组中的子组在时间上与第二集合的时频资源元素子组中的子组进行交替。
在本发明的实施例中，为得到简单的异构波形模式，第一集合的时频资源元素子组中的子组在时间和频率上与第二集合的时频资源元素子组中的子组进行交替。
在本发明的实施例中，如果包含用于调节多载波发射信号的发射器装置的无线设备经历链路质量低于阈值，则发射器装置使用第一集合的时频资源元素子组，并且，如果包含用于调节多载波发射信号的发射器装置的无线设备经历链路质量高于阈值，则发射器装置使用第二集合的时频资源元素子组。
在本发明的实施例中，所述链路质量是以下构成的组中的至少一项：信噪比叠加小区内干扰，与优选的调制和编码机制(mcs)相对应的信道质量指示符(cqi)，预期的数据吞吐量，基于对数似然比的质量指示符，基于成功的循环冗余码校验的数目的质量指示符，基于误差矢量幅度的质量指示符，基于均方差的质量指示符，以及基于帧、块、符号或误比特率的质量指示符。
在本发明的实施例中，所述链路质量是基于以下构成的组中的至少一项：下行链路导频测量、路径损耗测量、以及信道质量信息。
在本发明的实施例中，包含用于调节多载波发射信号的发射器装置的所述无线设备确定所述无线设备是经历链路质量低于所述阈值、还是经历链路质量高于所述阈值。
在本发明的实施例中，基站确定包括用于调节多载波发射信号的所述发射器装置的所述的无线设备是经历链路质量低于所述阈值、还是经历链路质量高于所述阈值。
在本发明的实施例中，所述第一滤波器模块和第二滤波器模块是有限脉冲响应滤波器模块。
在本发明的实施例中，所述第二滤波器模块(filt2)提供总带内信号功率与总符号间干扰的优化比、载波间干扰、以及带外泄露功率。
在本发明的实施例中，所述第一滤波器模块在时域中只包含一个与零不同的滤波器系数。
本发明的进一步展开可以从以下描述中来收集。
附图说明
接下来进一步参考附图来解释本发明。
图1示意性示出了可实施本发明的通信网络。
图2示意性示出了其中可实施本发明的用户终端和基站的结构。
图3示意性示出了根据本发明的实施例的用于调节多载波发射信号的发射器装置中的处理。
图4示意性示出了根据本发明的实施例的时频交替波形参数集合。
图5示意性示出了根据本发明的实施例的用于调节多载波发射信号的发射器装置的方框图。
图6示意性示出了根据本发明的实施例的用于第二时频波形参数集合的优化的fir滤波器的滤波器函数。
图7示意性示出了根据本发明的实施例的用于第一时频波形参数集合的优化的dirac型fir滤波器的滤波器函数。
图8示意性示出了对于单一的波形参数集合，对于由相邻子带用户引起的干扰的定时偏移上的均方差。
图9示意性示出了根据本发明的实施例的对于交替的波形参数集合，对于由相邻子带用户引起的干扰的定时偏移上的均方差。
图10示意性示出了根据本发明的实施例的对于单一的和对于交替的波形参数集合，对于由相邻子带用户引起的干扰的定时偏移上的均方差的对比。
图11示意性示出了有定时偏移和无定时偏移的符号的傅里叶变换窗口。
具体实施方式
本发明的如下描述是在3gpplte的增强框架下。然而，本发明不局限于3gpplte的增强，但原则上可以应用于其他使用多载波发射的网络，如例如5g作为具有不同的增强标准的下一代无线或移动通信网络，例如增强的全球互联微波接入(wimax)网络ieee802.16、或增强的无线局域网络(wlan)ieee802.11。在下文中，替代lte中使用的术语enodeb，更笼统的术语基站被使用。
现在将更加完整地参照附图来描述各种示例的实施例，附图中示出的一些示例实施例。在附图中，为了更加清晰，线条、图层或区域的厚度可能被夸大。
因此，当示例的实施例能够进行各种修改和替代形式时，其实施例通过图中的示例来示出并将在本文中做详细的描述。然而，应当理解，没有意图将示例实施例限制到所公开的特定形式，但与此相反，示例实施例是覆盖属于本发明范围内的所有修改、等同和替代。在整个附图的描述中，相似的数字和符号指的是相似或类似的元素。
除非另有指示(例如，“否则”或“或可替代的”)，否则，如本文所使用的，术语“或”指非排他性。
本文所使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制示例实施例。除非上下文另有明确说明，否则如本文所使用的单数形式“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”也旨在包括复数形式。还将理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises)”、“包含(comprising)”、“含有(includes)”或者“涵盖(including)”指的是所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件或组件的存在，但不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或其组合的存在或添加。
除非另有定义，否则本文使用的所有术语(包括技术术语和科学)具有与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的示例实施例所属的相同的含义。还将理解，例如那些在常用字典中定义的术语，应该解释为其意思与上下文相关技术的意思一致，并且除非在本文中另有明确定义，否则不能被理想化或过于正式的意义来解释。
图1示出了根据标准3gpplte的在其中本发明可以实施为通信网络cn的通信网络的示例。
所述通信网络cn包括基站bs1-bs3，用户终端ue11-ue31，服务网关sgw，分组数据网网关pdngw，和移动性管理实体mme。
用户终端ue11-ue15经由无线电连接而连接到基站bs1，用户终端ue21-ue23经由无线电连接而连接到基站bs2，以及用户终端ue31经由无线电连接而连接到基站bs3。在lte的未来发展中，每个用户终端ue11-ue31也可以经由无线电连接而连接到多个所述基站bs1-bs3。
基站bs1-bs3依次连接到服务网关sgw和移动性管理实体mme，即经由所谓的s1接口而连接到演进分组核心网(epc)。
基站bs1-bs3之间经由所谓的x2接口而互相连接。
服务网关sgw连接到分组数据网网关pdngw，而分组数据网网关又连接到外部ip网络ipn。
s1接口是基站bs1-bs3中的一个基站(即本示例中的enodeb)和演进分组核心网(epc)之间的标准化接口。s1接口具有两个型号(flavour)，s1-mme用于基站bs1-bs3中的一个基站和移动性管理实体mme之间的信令信息交换，s1-u用于基站bs1-bs3中的一个基站和服务网关sgw之间的用户数据报传输。
3gpplte标准中增加的x2接口主要是为了在切换期间中传输用户平面(plane)信号和控制平面信号。
服务网关sgw执行基站bs1-bs3和分组数据网网关pdngw之间的ip用户数据路由。此外，服务网关sgw还用作不同基站之间切换或不同3gpp接入网络之间切换的移动锚点。
分组数据网网关pdngw代表到外部ip网络ipn的接口，并且终止所谓的eps(eps＝演进分组系统)承载，其是在用户终端和相应的服务基站bs1-bs3之间建立的承载。
移动性管理实体mme执行订户管理和会话管理的任务，并在不同接入网络之间的切换期间执行移动性管理。
图2示意性示出其中可实施本发明的用户终端ue和基站bs的结构。
基站bs包括示例中的三个调制解调器单元板mu1-mu3和一个控制单元板cu1，cu1中包括媒体相关适配器mda。
这三个调制解调器单元板mu1-mu31连接到控制单元板cu1，并且经由所谓的通用公共无线电接口(cpri)连接到相应的远程无线电头(remoteradioheads)rrh1、rrh2或rrh3。
远程无线电头rrh1、rrh2或rrh3中的每一个远程无线电头是通过示例中的两个远程无线电头天线rrha1和rrha2连接，用于经由无线电接口来发射和接收数据。为简单起见，图2中只画出了用于远程无线电头rrh1的所述两个远程无线电头天线rrha1和rrha2。
媒体相关适配器mda与移动性管理实体mme相连，并与服务网关sgw连接，并因此连接到分组数据网网关pdngw，其进而连接到外部ip网络ipn。
用户终端ue包括示例中的两个用户终端天线uea1和uea2，调制解调器单元板mu4，控制单元板cu2和接口int。
两个用户终端天线uea1和uea2连接到调制解调器单元板mu4。调制解调器单元板mu4连接到控制单元板cu2，其进而连接到接口int。
调制解调器单元板mu1-mu4和控制单元板cu1、cu2可由示例中的现场可编程门阵列(fpga)、数字信号处理器(dsp)、微处理器、开关(switch)、以及内存(例如双倍数据率同步动态随机存取存储器(ddr-sdram))组成，为了能够执行如下文所述的任务。
远程无线电头rrh1、rrh2和rrh3包括所谓的无线电设备，例如调制器和放大器(例如δ-∑调制器(dsm)和开关模式放大器)。
在下行链路中，从外部ip网络ipn接收的ip数据从分组数据网网关pdngw经由服务网关sgw发射到在eps承载上的基站bs的媒体相关适配器mda。媒体相关适配器mda允许连接到不同的媒体，例如光纤或电连接。
控制单元板cu1在层3上(即在无线电资源控制(rrc)层上)执行任务，诸如测量和小区重选、切换、以及rrc的安全性和完整性。
此外，控制单元板cu1执行用于操作和维护的任务，并控制s1接口、x2接口和通用公共无线电接口。
控制单元板cu1把从服务网关sgw接收到的ip数据发送到调制解调器单元板mu1-mu3中用于下一步的处理。
三个调制解调器单元板mu1-mu3在层2上(即在pdcp(pdcp＝分组数据汇聚协议)层上)执行数据处理，其例如负责报头压缩和加密，在rlc(rlc＝无线电链路控制)层上例如负责分割和自动重传请求(arq)，并在mac(mac＝媒体访问控制)层上负责mac复用和混合自动重复请求(harq)。
此外，三个调制解调器单元板mu1-mu3在物理层上执行数据处理，即编码、调制、天线和资源块映射。
编码和调制后的数据被映射到天线和资源块，并被作为发射符号从调制解调器单元板mu1-mu3通过在通用公共无线电接口而发送到相应的远程无线电头rrh1，rrh2或rrh3，以及相应的远程无线电头天线rrha1、rrha2用于通过空中接口发射。
通用公共无线电接口(cpri)允许使用分布式架构的基站bs，包含所谓的无线电设备控制，连接到远程无线电头rrh1、rrh2和rrh3，其优选地经由无损光纤链路来携带cpri数据。这种架构减少了服务提供商的成本，因为只有包含所谓的无线电设备(像例如放大器)的远程无线电头rrh1、rrh2和rrh3才需要放置在环境有挑战的地方。基站bs可以集中放置在足迹、气候和电能的可用性更容易管理的不太具有挑战性的地方。
用户终端天线uea1、uea2接收发射符号，并为调制解调器单元板mu4提供所接收到的数据。
调制解调器单元板mu4在物理层上执行数据处理，即天线和资源块解映射、解调和解码。
此外，调制解调器单元板mu4在层2上(即在mac(mac＝媒体访问控制)层上)执行数据处理，其负责混合自动重传请求(harq)和mac复用，在rlc(rlc＝无线电链路控制)层上例如负责重组和自动重传请求(arq)，并在pdcp(pdcp＝分组数据汇聚协议)层上例如负责解密和报头压缩。
调制解调器单元板mu4上的处理导致ip数据被发送到控制单元板cu2，其在层3上(即在无线电资源控制(rrc)层上)执行任务，诸如测量和小区重选、切换和rrc的安全性和完整性。
ip数据从控制单元板cu2发射到相应的接口int用于输出并且与用户交互。
在上行链路中，数据传输是以模拟的方式从用户终端ue反向发射到外部ip网络ipn。
基站bs可操作以与一个或多个在线用户终端ue通信，并且基站可以位于或毗邻另一个基站的覆盖区，例如宏小区基站或小小区基站。因此，实施例可以提供一种移动通信系统包括一个或多个用户终端及一个或多个基站，其中基站可以建议宏小区或小小区，如微微小区、metrocells或毫微微小区。用户终端可以对应于智能手机，移动电话，用户设备，膝上型电脑，笔记本电脑，个人电脑，个人数字助理(pda)、通用串行总线(usb)棒，汽车，用于传感器网络的传感器，其可以发射和接收数据，其中可以存在或不存在人与能够发射和接收数据等的其它固定设置的通信设备或移动通信设备的交互。用户终端也可称为与3gpp术语一致的用户设备或手机。
基站可以位于固定或静止的部分网络或系统中。基站可以对应于发射点，接入点，宏小区，小小区，微小区，毫微微小区，metro小区等。基站可能会包括如图2和上述内容中的远程无线电头的功能。基站可以是有线网络的无线接口，它能够向用户终端发射无线电信号。这样的无线电信号可以遵从如例如由3gpp标准化中的无线电信号、或与上述系统中列出的一个或多个无线电信号一致。因此，基站可以对应于nodeb、enodeb、基站收发器站(bts)、接入点、远程无线电头、发射点等，其可进一步细分为远程单元和中心单元。
用户终端可以与基站或小区相关联、驻留(campon)或注册。术语“小区”指的是由基站(例如nodeb(nb)、enodeb(enb)、远程无线电头、发射点等)所提供的无线电服务覆盖区域。基站可以在一个或多个频率层上操作一个或多个小区，在一些实施例中，小区可以对应于扇区。例如，扇区可以使用扇形天线来实现，它提供了覆盖远程单元或基站周围的角度分段的特性。在一些实施例中，基站例如可以操作三个或六个小区，其分别覆盖120度(在三个小区的情况下)、60度(在六个小区的情况下)的扇区。基站可以操作多个扇区化的天线。在下面，小区可以代表产生小区的相应的基站，或者同样地基站可以代表产生基站的小区。
换句话说，在实施例中，移动通信系统可以对应于hetnet，其利用不同的小区类型，即封闭的订户组(csg)小区、开放的小区、以及不同尺寸的小区，例如宏小区和小小区，其中小小区的覆盖区域小于宏小区的覆盖区域。小小区可能对应于metro小区、微小区、微微小区、毫微微小区等。这些小区由基站建立，它们的覆盖区域由它们的发射功率和干扰情况来确定。在一些实施例中，小小区的覆盖区域至少部分地被由另一基站建立的宏小区的覆盖区域所包围。小小区可以部署为扩展网络容量。因此，metro小区可以用来覆盖比宏小区更小的区域，例如metro小区可以覆盖街道或大都市区的一部分。对于宏小区，其覆盖区域可以具有1公里或几公里的直径，对于微小区，其覆盖区域可以具有低于一公里的直径，并且对于微微小区，其覆盖区域可以具有小于100米的直径。毫微微小区可以是最小的小区，并且其可用于覆盖家庭或机场的门口部分，即其覆盖区域可以具有小于50m的直径。因此，基站也可以被称为小区。
从而，首先在图3和其描述中，示出了用于调节多载波发射信号的发射器装置中的处理；随后在图4中，根据本发明的实施例，示出了用于所述多载波发射信号的时频交替波形参数集合。在图5中，示意性示出了根据本发明的实施例的用于调节多载波发射信号的发射器装置的方框图。
图3示意性示出根据本发明的实施例的用于调节多载波发射信号的发射器装置(ta)的处理的示例。所述发射器装置ta可在如图1所示的用户终端u11-u31中实现，或在如图2所示的用户终端ue中实现。如图3所示，在处理单元上分开处理功能是不重要的，本领域的技术人员应该理解，在不脱离如附加的权利要求书中定义的本发明的实施例范围的情况下，处理单元的数目、处理功能到处理单元的分配可能会有所不同。
发射器装置ta包括用于一个数据符号层或若干数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j的输入；所谓的前端处理单元fe-pu用于数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j的预处理；图3中的虚线所示的调制器mc-mod，用于调制和进一步处理频率块fb-1、fb-2，…，fb-m；所谓的后端处理单元be-pu用于时域信号tds-1e，tds-2e，…，tds-me的后处理；以及射频信号rfs的输出，其中包含数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j。下文的描述只给出了若干数据符号层dt-1，dt-2，…dt-j应用的情形。本领域技术人员可以很容易地将发射器装置ta1适应用于处理单个数据符号层。
不同的数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j可对应于例如编码的比特序列，其被映射到星群(constellation)字母，像qpsk、16-qam等。数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j可以提供除了时间和频率维度，进一步提供多址接入维度，其由于扩频而在cdma层面可以解释为代码，或在idma(idma＝交织多址接入)层面上作为信道编码层。替代地，数据符号层dt-1，dt-2，…，dt-j可能在频域上已经被灵活的块分组，例如分成l组，被布置用于分段的频谱，并留有间隔避免在相同的频率范围内干扰其他无线电通信系统。
在前端处理单元fe-pu中，根据本领域技术人员已知的技术手段，第一数据符号层dt-1可以提供给第一处理单元用于编码、交织、扰码和符号映射，用于生成第一编码、交织、扰码和符号映射后的数据符号层。
使用同样的方式，在前端处理单元fe-pu中，另一数量j-1的的数据符号层dt-2，…，dt-j可以由第一处理单元进一步处理，从而生成对应的进一步的编码、交织、扰码和符号映射后的数据符号层。数据符号层可以通过例如数据符号向量bj来表示，其中j∈[1，2，...，j]。
在前端处理单元fe-pu中，第一处理单元可以用于高效的多用户检测和/或多用户分离。这意味着交织和/或扰码可以是特定于用户的或特定于层的。通过示例，期望用于一个用户的信号可以携带多个信号层，例如每个信号层具有不同的qos(qos＝服务质量)要求。
在前端处理单元fe-pu中，第一个编码、交织、扰码和符号映射的数据符号层可提供给第二个处理单元，用于划分成l个数据块。划分或分割成l个数据块是为了例如进行扩频。使用同样的方式，进一步的编码、交织、扰码和符号映射的数据符号层是通过进一步的第二处理单元而划分成对应的l进一步数据块。
根据替代的实施例，不同数据符号层dt-1，dt-2，…dt-j的数据块的数量可以改变。在这种情况下，参数l可以用指数i来表示，其中i＝1，....，j。为了简化起见，以下的描述对于每个数据符号层dt-1，dt-2，……dt-j都具有相同数量的数据块。本领域技术人员很容易将发射器装置ta适用来处理不同数量的数据块。
在前端处理单元fe-pu中，根据本领域技术人员已知的技术手段，每一个数据块被提供给第三处理单元中的一个处理单元用于进行多载波扩频，并且用于进行预编码，诸如所谓的dft(dft＝离散傅里叶变换)预编码来减少papr(papr＝峰值平均功率比)，这在3gpplte上行链路处理中是已知的。因此，第三处理单元输出对应的扩频数据块。dft预编码通过所谓的dft矩阵而允许扩频数据符号向量bj，用于得到扩频后的数据符号向量cj，l，其中j∈[1，2，...，j]和l∈[1，2，...，l]，其可以与数据符号向量bj有相同的长度。因此，时域信号或时域信号的papr(papr＝峰值平均功率比)可以降低。采用同样的方式，每一个进一步的数据流或数据块被进一步的第三处理单元扩频和预编码，用于获得对应的扩频数据流或数据块。
前端处理单元fe-pu中的第二处理单元和第三个处理单元执行将数据符号层dt-1，dt-2，……，dt-j映射到不同层，诸如cdma码或idma(idma＝交织多址接入)层，其在例如liping等的“asimpleapproachtonear-optimalmultiuserdetection:interleave-divisionmultiple-access”，ieeewcnc2003，2003年3月，第391至396页中描述过。
通过前端处理单元fe-pu中的第四处理单元，扩频数据块分组成两组或更多组的频率块fb-1，fb-2，……，fb-m。通过叠加所有层的扩频数据块和通过该叠加的一部分，以及将数据流或数据块扩频成两个或更多的频率块fb-1，fb-2，……，fb-m，可以实现分组。替换地，分组可通过组合若干叠加和扩频的数据块来实现。这里，术语“叠加”可以表示信号的添加，同时术语“组合”可以表示附加或堆叠符号向量。
每个频率块fb-1，fb-2，…，fb-m可以用数据符号向量
调制器mc-mod的处理功能可被分成第一处理单元ifft-pu，第二处理单元d-pu，第一组混频器mix-1-1，mix-1-2，……mix-1-m，一组低通滤波器lpf-1，lpf-2，...，lpf-m，一组上抽样处理单元us-pu-1，us-pu-2，...，us-pu-m，以及第二组混频器mix-2-1，mix-2-2，……mix-2-m。
第一处理单元ifft-pu可能获得作为数据符号矢量di的修改版本的输入参数
第一处理单元ifft-pu进行ifft(ifft＝逆快速傅里叶变换)并且基于数据符号向量di′生成时域信号tds，其本质上包括在零频率附近的不同频率位置处的频率块fb-1，...，fb-m。
时域信号tds可以提供给第二处理单元d-pu用于生成时域信号tds的副本tds-1，tds-2，……，tds-m。
第一组混频器mix-1-1，mix-1-2，……，mix-1-m通过对时域信号tds-1，tds-2，...，tds-m的上行转换或下行转换来执行频率偏移，使得对于每一个时域信号tds-1，tds-2，...，tds-m，都有一个频域块fb-1，...，fb-m可以位于零频率附近。
时域信号tds-1可通过使用第一混频器mix-1-1的第一频率f1-1进行上行转换或下行转换，用于生成第一上行转换或下行转换的时域信号tds-1b。以类似的方式，进一步的时域信号tds-2，…，tds-m可通过使用对应的进一步的第一混频器mix-1-2，…，mix-1-m的对应的进一步的第一频率f1-1，…f1-m进行上行转换或下行转换，用于生成对应的进一步的第一上行转换或下行转换的时域信号tds-2b，…，tds-mb。
第一上行转换或下行转换的时间域信号tds-1b被提供到低通滤波器lpf-1，其生成经滤波的时域信号tds-1c。以类似的方式，进一步的第一上行转换或下行转换的时间域信号tds-2b，…，tds-mb被提供到对应的进一步的低通滤波器lpf-2，…，lpf-m，用于生成对应的进一步的经滤波的时域信号tds-2c，…，tds-mc。
滤波后的时域信号tds-1c被提供到上采样处理单元us-pu-1，用于进行滤波后的时域信号tds-1c的插值和采样率适配，并且用于生成上采样的时域信号tds-1d。采样率可以以这样的方式进行适配，即采样率足够高使得相应的带宽覆盖所有随后的频率偏移。类似地，进一步的滤波后的时域信号tds-2c，…，tds-mc被提供给对应的进一步的上采样处理单元us-pu-2，…，us-pu-m，用于生成对应的进一步的上采样的时域信号tds-2d，…，tds-md.
上采样的时域信号tds-1d可通过使用第二混频器mix-2-1的第二频率f2-1进行上行转换，用于生成第二上行转换的时域信号tds-1e，这是从零频移位到中频f2-1。以类似的方式，进一步的上采样的时域信号tds-2d，…，tds-md是通过使用对应的进一步的第二混频器mix-2-2，…，mix-2-m的对应的进一步的第二频率f2-2，...，f2-m进行上行转换，用于生成对应的进一步的第二上行转换的时域信号tds-2e，...，tds-me。
后端处理单元be-pu包含组合器、数模转换单元、混频器、功率放大器和滤波器单元(诸如双工器)。第二上行转换的时域信号tds-1e，tds-2e，…，tds-me通过组合器来叠加或添加，用于生成总的时域信号。该总的时域信号为数字信号，并且通过数模转换器单元来转换为模拟时域信号。模拟时域信号(其中包含在各种频率位置f2-1，f2-2，...，f2-m的各种频率块fb-1，…，fb-m)通过使用混频器的第三频率f3进行上行转换，用于生成射频信号，其被移位到最终的中心频率位置，例如在ghz范围内。射频信号由功率放大器放大以生成放大后的射频信号。放大后的射频信号经滤波器单元滤波，以生成可应用于与发射器装置ta连接的天线系统的射频信号rfs。
如上所述，为了在上行链路用户之间实现时间和频率方面的放松的同步性，根据本发明实施的一个基本思想是引入一种异构时频波形模式，其在无线链路两端处具有已知的交替参数。
因此，根据本发明的实施例，如图3中所示的低通滤波器lpf-1，…，lpf-m具有不同的滤波器特性，导致不同的波形模式具有不同电平的频谱旁瓣抑制，从而导致与相邻的资源在时间或频率上有不同数量的符号间干扰(isi)和载波间干扰(ici)。根据无线链路的质量，无线设备可以被分配给具有不同的波形模式的资源。
在异构的波形模式的简单形式中，两个参数集合可以以灵活时隙进行交替，或以时间和频率上的“棋盘”模式的形式来交替。
图4示意性示出根据本发明的实施例的简单样式的时频交替波形参数集合。
在图4的上半部分，两个波形参数集合为在时隙上灵活交替；而在图4的下半部分，两个波形参数集合为以时间和频率上的“棋盘”模式的形式进行交替。第一波形参数集合wps1的频谱旁瓣抑制的电平低于第二波形参数集合wps2的频谱旁瓣抑制的电平。第一波形参数集合wps1例如可以由有限脉冲响应滤波器来产生，与用于生成第二波形参数集合wps2的有限脉冲响应滤波器相比，它具有在时域不同于零的较低数量的滤波器系数，其中两个有限脉冲响应滤波器具有相同的总数量的滤波器系数。因此，在时间异步的情况下，相比生成第二波形参数集合wps2的有限脉冲响应滤波器，用于生成第一波形参数集合wps1的有限脉冲响应滤波器对时间相邻的资源引起较少的符号间干扰(isi)。
如图7所示和下面所描述的，在实施例中，所谓的预加零和附加零以及只有一个不同于零滤波器系数的dirac类滤波器是用于生成第一波形参数集合wps1。由于频谱旁瓣电平比较高，这种滤波器的形状同时带来不利于载波间干扰的脆弱性。
如图6所示和下面所描述的，在实施例中，针对用于时频非对准的isi和载波间干扰(ici)，根据信号干扰比(sir)优化的滤波器被用于生成第二波形参数集合wps2。如图6所示，作为替代，针对用于时频非对准的isi和载波间干扰(ici)，根据信号泄露比(slr)优化的滤波器被用于生成第二波形参数集合wps2。
在图4中，给定的单位时间可以是多载波符号或多个多载波符号(隙/子帧/帧)。
通常，由于第一波形参数集合wps1比第二波形参数集合wps2造成的干扰更少，使用第二波形参数集合wps2的资源的信号干扰比(sir)将会改善。同时，后果是具有第一波形参数集合wps1的资源具有较低的sir。由于isi和ici贡献的特殊对称性，如图4的上半部分所示，对于这两个在时隙上灵活交替的波形参数集合是显而易见的，但这也适用于如图4的下半部分所示，在以时间和频率上的“棋盘”模式形式进行交替的这两个波形参数集合，这些将在下面的图11中进行解释。
这种特殊的效果将被用于基于竞争的接入，方式如下：
无线设备首先获得一些它们的链路质量的信息，例如基于下行链路(dl)的导频、路径损耗测量、信道质量信息(cqi)反馈等。然后，无线设备将本身分成两种类型的设备，例如基于阈值。信噪比+小区间干扰差的小区边缘用户会利用第一波形参数集合wps1来主动接入多接入资源上的系统。具有更高的信噪比+小区间干扰的小区内设备将使用具有第二波形参数集合wps2的资源。
因此，由于引起ici和isi的放松的同步性，小区内设备将经历较高的包括小区间干扰的总的sinr。小区外设备将具有在sinr中的可忽略的损失，因为噪声+小区内干扰相比小区间干扰会在它们的操作点中占主导。总的来说，系统的吞吐量会增加，而不需要额外的控制信令开销。
在预定的接入中，相同的机制可以通过由基站控制、以及通过下行链路信令授权所控制的资源分配而被应用。由于基站具有例如cqi反馈可用的链路质量信息，因此它可以向低的sinr用户分配具有第一波形参数集合wps1的资源、以及向高的sinr用户分配具有第二波形参数集合wps2的资源。
图5示意性示出根据本发明的实施例的用于调节多载波发射信号的发射器装置ta的方框图。
发射器装置ta可在如图1所示的用户终端u11-u31、或在如图2所示的用户终端ue上适配或操作。发射器装置ta包括合成模块comp，其可操作以合成包括多个子载波信号的多载波发射信号。也就是说，多载波信号包括正交和非正交的子载波，每个子载波都具有一定的子带宽。合成模块comp可对应于一个或多个合成单元，一个或多个合成设备，或任何合成的方法。在一些实施例中，合成模块comp可以在软件中实现，软件在诸如处理器、数字信号处理器(dsp)，多功能处理器或者类似的相应的适配的硬件上运行。合成模块comp可以确定或接收用户数据，接着为后续的滤波和发射来合成发射信号。例如，合成模块comp可以包括用于将频域信号转换为时域信号的方式，诸如快速傅里叶变换(fft)模块。原则上，合成模块comp包括前端处理单元fe-pu、第一处理单元ifft-pu、第二处理单元d-pu、以及第一组混频器mix-1-1和mix-1-2的功能，如在图3中和上文的描述。
发射器装置ta还包括与合成模块comp耦合的第一滤波器模块filt1。第一滤波器模块filt1能够操作以使用第一滤波器特性来滤波第一子载波子组、生成例如第一波形参数集合wps1(如图4中所示和上文描述)，以获得第一发射分量。原则上，第一滤波器模块filt1对应于图3中所示的和上文描述的低通滤波器lpf-1。
发射器装置ta还包括与合成模块comp耦合的第二滤波器模块filt2。第二滤波器模块comp可操作以使用不同于第一滤波器特性的第二滤波器特性来滤波第二子载波子组，生成例如第二波形参数集合wps2(如图4中所示和上文描述)，以获得第二发射分量。原则上，第二滤波器模块filt2对应于图3中所示的和上述的低通滤波器lpf-2。
第一滤波器模块filt1和第二滤波器模块filt2可以对应于一个或多个滤波器设备，一个或多个滤波器单元、或任何用于滤波的器件。例如，它们可以对应于有限脉冲响应(fir)滤波器，并且它们可以通过数字化来实现，例如通过相应适配的硬件上来运行软件，诸如dsp。
发射器装置ta还包括发射器模块trans，其可操作来发射第一发射分量和第二发射分量。原则上，发射器模块trans包括上采样处理单元式us-pu-1和us-pu-2，第二组混频器mix-1-1和mix-1-2以及后端处理单元be-pu，如图3所示和上面所述。
发射器模块trans可对应于一个或多个发射器装置、一个或多个发射器单元或任何用于发射的器件。发射器模块trans可以因此包括典型的发射器组件，诸如一个或多个天线，滤波器或滤波器电路，放大器(诸如功率放大器(pa))，用于将基带信号转换为射频(rf)信号的转换电路，数字/模拟转换器，或信号处理功能(诸如数字信号处理器(dsp))。
在一些实施例中，发射器装置ta还包括控制模块cnot，其可操作以控制第一滤波器模块filt1和第二滤波器模块filt2的第一滤波器特性和第二滤波器特性。控制模块cont可对应于一个或多个控制单元，一个或多个控制设备，或任何用于控制的器件。在一些实施例中，控制模块cont可以在软件中实现，软件在诸如处理器、数字信号处理器(dsp)，多功能处理器或者类似的相应的硬件上运行。
控制模块cont可耦合到第一滤波器模块filt1和第二滤波器模块filt2，如图5中所示为发射器装置ta的可选组件(虚线)。
控制模块cont可操作以获得与在发射器装置ta和第一接收器之间、及发射器装置ta和第二接收器之间的发射信道的发射信道特性相关的信息。这些信息可以对应于例如延迟扩展、多普勒频移、衰减、干扰或噪声环境、信道质量、接收功率等的任何信息。控制模块cont可进一步操作以控制第一滤波器模块filt1和第二滤波器模块filt2的基于与发射信道相关的信息的第一滤波器特性和第二滤波器特性。例如，控制模块cont可以操作以选择用于所谓的dirac型滤波器的第一滤波器模块filt滤波器特性，其中预加零和附加零以及只有一个不同于零的滤波器系数用于生成第一波形参数集合wps1，如图7所示和描述如下。此外，控制模块cont可操作以为第二滤波器模块filt2选择如下滤波器的滤波器特性，其针对isi和载波间干扰(ici)在信号干扰比(sir)方面进行了优化，或针对isi和载波间干扰(ici)的信号泄露比(slr)方面进行了优化，用于时频非对准用于生成第二波形参数集合wps2，如图6所示并描述如下。在这种情况下，无线设备(例如用户终端)经历链路质量低于阈值，则可以使用由第一滤波器模块filt1滤波后的时频资源元素；并且无线设备(例如用户终端)经历链路质量高于阈值，则可以使用由第二滤波器模块filt2滤波后的时频资源元素
在进一步的实施例中，控制模块cont可操作以从预定义集合的两个以上的滤波器特性中选择第一滤波器特性和第二滤波器特性。
在一些实施例中，所有用户或发射器可以使用相同的滤波器长度，例如滤波器输入的相同采样数。也就是说，第一滤波器特性和第二滤波器特性可以由第一多个滤波器系数和第二多个滤波器系数确定。第一多个滤波器系数可包含与第二多个滤波器系数相同数量的系数。为将发射器的滤波器特性适应到信道情况，滤波器参数或系数可以改变。
在图6和图7及下文的描述中，为实现第一波形参数集合wps1和第二波形参数集合wps2，公开了滤波器实现的实施例。
图6示意性示出根据本发明的实施例的优化的fir滤波器用于第二时频波形参数集合wps2的滤波器功能。
在图6的左边部分，描述了时间索引上的优化的fir滤波器的振幅。在该实施例中，优化的fir滤波器具有的长度为16。
在图6的右边部分，描述了fft索引上的优化的fir滤波器以db为单位的大小。
在定时偏移的情况下，优化后的fir滤波器的滤波器函数被选择为使得总的带内的信号功率与总isi、ici和带外泄漏功率的比值被优化。这种优化方法导致更笼统的本征值问题，这个问题有封闭形式的解决方案。
图7示意性示出根据本发明的实施例的优化的dirac型fir滤波器用于第一时频波形参数集合wps1的滤波器功能。
在图7的左边部分，描述了在时间索引上的dirac型的fir滤波器的振幅。在该实施例中，dirac型的fir滤波器具有的长度为16。
在图7的右边部分，描述了在fft索引上的dirac型的fir滤波器以db为单位的大小。
用于第一时频波形参数集合wps1的dirac型的fir滤波器与用于第二时频波形参数集合wps2的优化后的fir滤波器具有相同的长度，但只包含单一的单位的脉冲幅度，而其他所有的滤波器系数为零，如图7左边部分所示。因此，基于这个滤波器生成的ufmc信号结果成为前/后缀为零的ofdm信号，因此纯粹的ofdm具有在时间上的零振幅保护采样用于isi保护。
图7示出该滤波器，同时对由于零值保护采样导致的短的定时偏移提供了很好的保护，其没有对当定时偏移超过保护时间时存在的ici效应提供内在保护，因为它没有谱旁瓣电平减少，如图6中所示的优化的fir滤波器。
在下文中，展示了如图4所示和上述的使用时频交替波形参数集合wps1和wps2的性能结果，以及与传统的滤波器结构的对比。首先，在图8中，示出了如果在每个子带和每个符号中使用相同的滤波器(即相同的波形参数集合)时的定时偏移上的均方差。然后，在图8中，示出了如果使用如图4中描绘的及以上所述的时频交替波形参数集合wps1和wps2时的定时偏移上的均方差。最后，在图10中，示出了对于如图8所示相同的波形参数集合、以及如图9所示的交替波形参数集合wps1和wps2，定时偏移上的均方差的比较。
在仿真中，fft大小被选择为128，每个子带被分配有12个连续的子载波，这些子带之间没有任何保护子载波。这允许最大子带数为10。fir滤波器具有的长度为16。在此情景的仿真下，它被认为是在接收端对利益用户(uoi)的一个子带进行完全同步，这意味着没有任何定时偏移。所有其他的9个子带信号由定时偏移来损坏，其由于失去正交性和isi从而对uoi造成畸变。
图8示意性示出定时偏移上的在一部分多载波符号中对于单个波形参数集合由相邻的子带用户引起的干扰的均方差，即如果相同的滤波器用于每个子带和每个符号。
针对ofdm的均方差用虚线点的曲线来描绘，dirac型滤波器的均方差用图7中的虚线曲线来描绘，并且针对优化的fir滤波器的均方差如图6中的实线曲线来描述。
图9示意性示出根据本发明的一个实施例的用于交替波形参数集合的定时偏移上的均方差，用于由相邻子带用户引起的干扰。
根据图4的两个波形参数集合wps1和wps2进行仿真，如图4描绘的两个模式会得到相同的性能。
针对ofdm的均方差用虚线点的曲线来描绘，根据图7的针对利益用户(uoi)使用dirac型滤波器的均方差、以及根据图6的针对使用优化的fir滤波器的干扰用户被用虚线曲线来描绘，以及根据图6的针对利益用户(uoi)使用优化fir滤波器的均方差、以及根据图7的针对使用dirac型滤波器的干扰用户的均方差用实线曲线来描述。
图10示意性示出根据本发明的实施例的对于单一的波形参数集合、以及交替的波形参数集合的在定时偏移上的由相邻子带用户引起的干扰的均方差的对比。
作为单一波形参数集合的dirac型滤波器的均方差用图7中的小虚线曲线来描绘，以及作为单一波形参数集合的优化fir滤波器的均方差用图6中的实线曲线来描述。
根据图7的利益用户(uoi)使用dirac型滤波器的均方差和根据图6的干扰用户使用优化的fir滤波器用大虚线曲线来描绘，并且根据图6的利益用户(uoi)使用优化fir滤波器的均方差和根据图7的干扰用户使用dirac型滤波器的均方差用虚线点曲线来描绘。
可以看出，根据图6的使用交替波形参数集合的优化fir滤波器具有更好的性能，而根据图7的具有dirac型滤波器的资源使用交替波形参数集合时性能会降低。
为更好的概览，利益用户(uoi)以db为单位的均方差(mse)是在一定的定时偏移范围上取平均，该范围包括正的偏移和负的偏移，并被归一化到多载波符号的持续时间，并在表1中列出了对于单个波形参数集合使用根据图7的dirac型滤波器的均方差，或根据图6的优化的fir滤波器的均方差；并且，在表2列出了如在图4描绘的对于两个交替波形参数集合wps1和wps2使用本发明建议的滤波器结构的均方差，用于对利益用户(uoi)使用根据图6的优化的fir滤波器，同时对利益用户(uoi)使用根据图7的dirac型滤波器。
表1–对于单个波形参数集合在某一定时偏移范围内以db为单位的mse均值：
表2–对于两个交替波形参数集合wps1和wps2在某一定时偏移范围内以db为单位的mse均值：
所以，在定时偏移范围在±0.05的情况下，使用两个交替波形参数集合wps1和wps2的建议滤波器结构比优化的fir滤波器对利益用户(uoi)的sir提高了约3db，如果在较高的定时偏移范围内会提高大约2.1db，同时使用dirac型滤波器会使利益用户(uoi)的sir遭受更多的isi。
在无线设备使用如例如图4所示的两个交替波形参数集合wps1和wps2安排好接入时频资源的情况下，基站调度器可以分配经历高sinr的无线设备到使用如例如图6中所示的使用优化的fir滤波器的波形参数集合wps2，并且分配经历低sinr的无线设备(来自小区内/小区间的干扰和噪声)到如例如图7所示的使用dirac型滤波器的波形参数集合wps1。
在低sir机制下，相对于小区间的干扰和噪声的影响，由于异步无线设备例如在相邻子带从isi和ici导致的失真仍比较小，因此性能损失也可以忽略不计。
在高sir机制下，由于异步无线设备例如在相邻子带从isi和ici导致的失真限制了吞吐量性能。由于本发明的实施例中，如例如图6中所描绘的，高sinr的无线设备被分配给使用优化的fir滤波器的波形参数集合wps2，其提供的性能增益根据图10和表1和表2。例如高于3db的sinr可以通过使用如图4描绘的交替波形参数集合wps1和wps2来实现。
在上述实施例和如例如图5的描述中，对应的处理步骤可以在如图2描绘和上面描述中例如在基站bs的调制解调单元板mu1-mu4、以及基站bs和用户终端ue的控制单元板cu1、cu2上分别执行。
正如前面提到的，使用如图7中描绘的dirac型滤波器的第一波形参数集合wps1的时频资源具有较低的sir。由于isi和ici贡献的特殊对称性，如图4的上半部分所示，对于这两个在时隙上灵活交替的波形参数集是显而易见的，但这也适用于如图4的下半部分所示，在以时间和频率上的“棋盘”模式形式上交替的这两个波形参数集合，这些将在下面的图11的使用中进行解释。
图11示意性示出在定时偏移(to)的情况下，符号的傅里叶变换窗口，其具有或不具有定时偏移，其将被用来证明在ufmc中isi和ici的类似性。
在定时偏移的情况下，接收到的信号是由长度为n+l-1-nto的符号m和长度为nto的符号m+1构成。
这一事实可以在数学上建模为符号m和m+1与其相对应位置的矩形窗口分别相乘。考虑如图11所示的子带i的信号，完美的同步符号m首先是乘以矩形窗口w1。然后，加窗后的信号会循环移位到正确的位置。用fft运算的性质，得到m-th符号部分的频域信号可以写为:
其中
类似地，我们也能够得出下面m+1-th符号部分的频域信号公式：
我们也注意到我们公式中使用的这两个窗口w1和w2并不是相互独立的。这两个窗口之间的关系可以用w1+w2＝w来简单描述。这个窗口w对应于接收器中零填充的方法，其是独立于定时偏移，并且只由fir滤波器的长度l和全部的子载波数n来确定。因此，在定时偏移的情况下，我们能够得出计算符号估计的如下公式：
方程式三项中的第一项只是符号m的线性相移信号，因为
第二项是由于符号m的正交性的损失从而导致ici。
最后一项是前一个符号m+1导致的isi。假定符号m和m+1使用相同的滤波器来滤波，并且所有在子带内的符号都是不相关的，我们可以计算在每个子载波上的isi和ici的能量。很明显从上面的公式，上述假设isi和ici的能量理论上是相同的，因为第二项和最后项仅在相移和符号索引上不同。对于子载波k，其不属于所考虑的子带i，isi和ici的预期能量可通过子带i的定时偏移由如下公式计算：
到目前为止，我们证明了由于子带的定时偏移，对于这个子带外的子载波的isi和ici的能量在统计上是相同的。这句话可以很容易地扩展到带有定时偏移的多个子带的场景，定时偏移会干扰利益用户(uoi)，因为不同子带的符号也不相关。
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