载波频偏估测装置与载波频偏估测方法与流程

本发明与电子信号接收装置相关，并且尤其与电子信号接收装置中用以估测载波频偏(carrierfrequencyoffset,cfo)的技术相关。

背景技术：

随着电子领域中相关技术的进步，各种类型的通信系统愈来愈普及。通信系统的传送端与接收端都各自配备有至少一个振荡信号源(例如石英振荡器)，用以提供时脉信号，做为其电路运作的参考依据。在运作过程中，传送端与接收端的时脉频率须有相当程度的一致性，接收端始能正确解读传送端发出的信号。若接收端进行降频转换(down-conversion)时采用的本地时脉信号的频率不同于传送端实际加诸于输入信号的载波频率，一般称为存在载波频偏。载波频偏可能会导致内载波干扰(inter-carrierinterference)等问题，严重者甚至会使得接收端无法判读其输入信号。

载波频偏的成因通常是传送端与接收端的振荡器互不匹配。由于实务上，传送端与接收端可能是由不同厂商制造、采用不同规格的硬体配件，要令两端的振荡器完全匹配极为困难，许多接收端因此针对载波频偏设有补偿机制。显然，必须先正确估计出频偏量，始能有效进行频偏补偿。

技术实现要素：

本发明提出一种新的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法。

根据本发明的一具体实施例为一种载波频偏估测装置，其中包含一m次方电路、一频谱产生电路、一峰值频率判断电路与一频偏决定电路。该m次方电路用以对一输入信号施以m次方运算，以产生一m次方运算结果，其中m为大于一的整数且与施于该输入信号的一调制方式相关。该频谱产生电路用以为该m次方运算结果产生一m次方频谱。该峰值频率判断电路用以自该m次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率。该频偏决定电路用以根据该峰值频率决定一载波频偏估测结果。

根据本发明的另一具体实施例为一种载波频偏估测方法。首先，一输入信号被施以m次方运算，以产生一m次方运算结果，其中m为大于一的整数且与施于该输入信号的一调制方式相关。接着，针对该m次方运算结果，一m次方频谱被产生。随后，一振幅峰值所对应的一峰值频率自该m次方频谱中被找出。根据该峰值频率，一载波频偏估测结果被决定。

关于本发明的优点与精神可以藉由以下发明详述及附图得到进一步的了解。

附图说明

图1为根据本发明的一实施例中的载波频偏估测装置的功能方块图。

图2呈现一个四次方运算电路的实施范例。

图3呈现根据本发明的频偏决定电路的一种详细实施范例。

图4(a)与图4(b)呈现根据本发明的频偏选择单元的两种详细实施例。

图5为根据本发明的一实施例中的载波频偏估测方法的流程图。

符号说明

100：载波频偏估测装置11：m次方电路

12：频谱产生电路13：峰值频率判断电路

14：频偏决定电路141：候选频偏产生单元

142：频偏选择单元142a：校正电路

142b：信号品质评估电路142c：频偏选择电路

142d：移动平均电路142e：峰值频率判断电路

142f：频偏选择电路s51～s54：流程步骤

须说明的是，本发明的附图包含呈现多种彼此关联的功能性电路的功能方块图。这些附图并非细部电路图，且其中的连接线仅用以表示信号流。功能性元件及/或程序间的多种互动关系不一定要透过直接的电性连结始能达成。此外，个别元件的功能不一定要如附图中绘示的方式分配，且分散式的区块不一定要以分散式的电子元件实现。

具体实施方式

根据本发明的载波频偏估测装置与载波频偏估测方法可配合并被整合于多种需要对载波频偏进行估测的通信系统接收端，例如但不限于数字电视卫星广播(digitalvideobroadcasting–satellite,dvb-s)接收器与数字电视有线广播(digitalvideobroadcasting–cable,dvb-c)接收器。根据本发明的一实施例中的载波频偏估测装置的功能方块图绘示于图1。载波频偏估测装置100包含一m次方电路11、一频谱产生电路12、一峰值频率判断电路13与一频偏决定电路14。以下分述各个电路的功能。

提供至m次方电路11的输入信号y(t)为一基频信号。实务上，该基频信号可以是一射频信号在进入载波频偏估测装置100所配合的接收端之后，经过低杂讯放大电路、降频转换电路、模拟-数字转换器、低通滤波器…等等电路所产生的相对应基频信号，但不以此为限。m次方电路11对输入信号y(t)施以m次方运算，以产生一m次方运算结果y^m(t)。m为大于数值一的整数，且与施于输入信号y(t)的调制方式相关。举例而言，若传送端施于输入信号y(t)的调制方式为正交相位偏移调制(quadraturephase-shiftkeying,qpsk)，整数m可被设计为等于四或是四的整数倍；若传送端施于输入信号y(t)的调制方式为八相位偏移调制(eightphase-shiftkeying,8psk)时，则整数m可被设计为等于八或是八的整数倍。如果将输入信号y(t)表示为多信号a+bj，其四次方运算结果可展开如下：

(a+bj)⁴＝(a²-b²+2abj)²＝(x+yj)²＝x²-y²+2xyj，(式一)

其中信号x＝a²-b²，信号y＝2ab。图2以式一为基础，呈现一个四次方运算电路的实施范例；最末端输出的信号i与信号q分别代表四次方运算结果的实部与虚部。各种m次方运算电路皆可依类似的展开概念实现。

频谱产生电路12负责为m次方电路11输出的m次方运算结果y^m(t)产生频谱，以下称m次方频谱z(f)。实务上，频谱产生电路12可利用但不限于快速傅立叶转换(fastfouriertransform,fft)产生频谱。须说明的是，产生频谱的详细方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

以下主要以输入信号y(t)为一正交相位偏移调制(qpsk)信号且整数m等于四的情况为例，说明m次方频谱z(f)的功用。假设传送端发出的射频信号对应于基频信号x(t)：

x(t)＝∑kakg(t-kt)，(式二)

其中g(t)代表该传送端采用的脉波整形(pulseshaping)机制，ak代表qpsk丛集中的星座点(constellation)，t代表信号中的符号长度(symbolduration)。

相对应地，提供至m次方电路11的输入信号y(t)可表示如下：

(式三)

其中δf表示载波频偏量，n(t)表示杂讯信号。

根据式三，输入信号y(t)的四次方的期望值可表示如下：

(式四)

对qpsk丛集中的星座点ak来说，期望值而期望值等于式四中的参数c4且不为零。此外，式四中的信号为周期等于t的周期性信号，因此可用傅立叶级数的形式表示如下：

(式五)

其中，

(式六)

将的关系式代入，式六可被展开如下：

(式七)

式七最末端的演算式可被视为(1/t)乘上以频率(k/t)针对g⁴(t)进行傅立叶转换后的结果。也就是说，参数ck等于(1/t)乘上以频率(k/t)针对g⁴(t)进行傅立叶转换后的结果。

若以g(f)表示g(t)的傅立叶转换结果，则g⁴(t)的傅立叶转换结果等于g(f)*g(f)*g(f)*g(f)。理论上，g(f)的能量分布范围是在频率(-1/t)到(1/t)之间。相对应地，g(f)*g(f)*g(f)*g(f)的能量分布范围会在频率(-4/t)到(4/t)之间。由此推论，在式五的所有参数ck中，仅有相对应频率落在频率范围(-4/t)～(4/t)内的参数ck不等于零。换句话说，式五的所有参数ck中仅有c-3、c-2、c-1、c0、c1、c2、c3七个参数不等于零。因此，式五可被改写如下：

(式八)

而式四可被改写如下：

(式九)

根据式九，若不考虑杂讯n(t)的影响，四次方运算结果y⁴(t)主要包含对应于以下几个频率的信号成分：(-3/t+4δf)、(-2/t+4δf)、(-1/t+4δf)、4δf、(1/t+4δf)、(2/t+4δf)、(3/t+4δf)。更进一步地，四次方运算结果y⁴(t)主要包含的信号成分所对应的频率可被归纳为具有(n/t+4δf)的形式，其中n为一整数索引值。

峰值频率判断电路13负责自频谱产生电路12产生的四次方频谱z(f)中找出振幅最高的一个峰值，并且找出该峰值所对应的频率(以下称峰值频率ω)。根据前一段落的推演结果，四次方运算结果y⁴(t)主要包含的信号成分所对应的频率可被归纳为具有(n/t+4δf)的形式，其中n为一整数索引值。因此，峰值频率判断电路13所找出的峰值频率ω可能等于或接近于与某一个索引值n相对应的频率(n/t+4δf)。应特别注意的是，本发明对正交相位偏移调制(quadraturephase-shiftkeying,qpsk)的输入信号y(t)施以四次方运算或者是四的整数倍的次方运算，其精神在于可有效消除输入信号y(t)的随机特性。根据前述的推演可知，不论输入信号y(t)所携带的讯息为何，对qpsk丛集中的任一个星座点ak来说，其四次方运算结果y⁴(t)均可被归纳为具有如上(n/t+4δf)的形式。据此，针对任一输入信号y(t)，峰值频率判断电路13所找出的峰值频率ω皆等于或接近于与某一个索引值n相对应的频率(n/t+4δf)。此一特性亦可适用于例如输入信号y(t)的调制方式为八相位偏移调制(eightphase-shiftkeying,8psk)，而整数m为等于八或是八的整数倍的情况。

频偏决定电路14负责根据峰值频率判断电路13找出的峰值频率ω决定一载波频偏估测结果δfe。如图3所示，于一详细实施例中，频偏决定电路14包含一候选频偏产生单元141及一频偏选择单元142。候选频偏产生单元141用以根据峰值频率ω产生多个候选频偏。随后，频偏选择单元142负责自该多个候选频偏中选出一个载波频偏估测结果δfe，做为载波频偏估测装置100的输出信号。

根据前述的推论，候选频偏产生单元141可找出多个对应于不同索引值n的δfn做为候选频偏。举例而言，对应于索引值n＝-3，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏δf-3＝(ω+3/t)/4；对应于索引值n＝-2，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏δf-2＝(ω+2/t)/4；对应于索引值n＝-1，候选频偏产生单元141能得出一个候选频偏δf-1＝(ω+1/t)/4，依此类推。

值得注意的是，上述概念可被进一步扩展应用到其他整数m(亦即不限于m等于四的情况)。更明确地说，候选频偏产生单元141可根据下列关系式产生多个候选频偏δfn：

(式十)

实务上，候选频偏产生单元141用以产生候选频偏的索引值n的范围不以特定数值为限。举例而言，候选频偏产生单元141可针对索引值n＝-100～100等两百零一种可能性产生两百零一个候选频偏，提供给频偏选择单元142。于一实施例中，候选频偏产生单元141被设计为在一特定频率范围内选择候选频偏，且该特定频率范围相关于先前施于输入信号y(t)的一取样频率fs。举例而言，取样频率fs可能是输入信号y(t)在进入m次方电路11前，通过载波频偏估测装置100所属的接收端中的模拟-数字转换器时被施以的取样频率。如本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，取样频率fs的高低会限制载波频偏估测装置100所能看到的信号范围。更明确地说，载波频偏估测装置100实际上只能看到频率范围在(-fs/2)到(fs/2)之间的信号。因此，候选频偏产生单元141可根据取样频率fs的大小决定要选择对应于哪些索引值n的候选频偏δfn，例如仅选择绝对值小于频率(fs/2)的候选频偏δfn。以峰值频率判断电路13自四次方频谱z(f)找出的峰值频率ω为-12兆赫，且符号长度t的倒数(1/t)为20兆赫的情况为例。根据关系式δfn＝(ω-n/t)/4可计算出：δf-9为42兆赫、δf-8为37兆赫、δf-7为32兆赫、…、δf7为-38兆赫、δf8为-43兆赫。若取样频率fs等于80兆赫，则候选频偏产生单元141可仅选择绝对值小于频率40兆赫的候选频偏δfn，也就是仅选择δf-8、δf-7、…、δf7等十六个候选频偏，提供给频偏选择单元142。

以下介绍频偏选择单元142于决定载波频偏估测结果δfe时可采用的几种选择方式。

图4(a)呈现频偏选择单元142的一种详细实施例。于此范例中，频偏选择单元142包含一校正电路142a、一信号品质评估电路142b与一频偏选择电路142c。校正电路142a用以分别根据多个候选频偏δfn校正输入信号y(t)，以产生相对应的多个校正结果。随后，信号品质评估电路142b负责为该多个校正结果各自产生一信号品质指标。举例而言但不以此为限，校正电路142a可为一混波器，而信号品质评估电路142b可为一解码器。该混波器将输入信号y(t)与频率等于一候选频偏δfn的时脉信号进行混波，其混波结果即为校正结果。接着，该解码器将各个校正结果解码，并判断解码结果的正确性。举例而言，该信号品质指标可为但不限于一位元错误率或一封包错误率。随后，频偏选择电路142c负责自该多个候选频偏δfn中选出对应于一最佳信号品质指标的一候选频偏(例如封包错误率最低的候选频偏)，做为载波频偏估测结果δfe。

图4(b)呈现频偏选择单元142的另一种详细实施例。于此范例中，频偏选择单元142包含一移动平均电路142d、一峰值频率判断电路142e以及一频偏选择电路142f。如图4(b)所示，此范例中的频谱产生电路12被进一步用以为输入信号y(t)产生一输入信号频谱y(f)。接着，移动平均电路142d对输入信号频谱y(f)施以移动平均运算，以产生一移动平均运算结果sy(f)。实务上，移动平均电路142d可采用但不限于简单移动平均运算来产生移动平均运算结果sy(f)。易言之，移动平均电路142d可根据下列运算式产生移动平均运算结果sy(f)：

(式十一)

其中d代表一平均范围参数，dα代表一积分变量。须说明的是，移动平均运算的详细方式为本发明所属技术领域中具有通常知识者所知，于此不赘述。

移动平均运算的作用在于消除输入信号频谱y(f)中导因于突波干扰的细微扰动。峰值频率判断电路142e负责自移动平均运算结果sy(f)中找出对应于一功率峰值的频率(以下称功率峰值频率ωp)。随后，频偏选择电路142f自候选频偏产生单元141提供的多个候选频偏δfn中，选出最接近功率峰值频率ωp的一候选频偏，做为载波频偏估测结果δfe。举例而言，假设峰值频率判断电路142e找出的功率峰值频率ωp为12兆赫，且候选频偏产生单元141提供了-17兆赫、-12兆赫、-7兆赫、-2兆赫、3兆赫、8兆赫、13兆赫、18兆赫等八个候选频偏。由于候选频偏中的13兆赫最接近功率峰值频率ωp(12兆赫)，频偏选择电路142f可选择13兆赫做为载波频偏估测结果δfe。

实务上，前述峰值频率判断电路13与频偏决定电路14可利用多种控制和处理平台实现，包含固定式的和可程式化的逻辑电路，例如可程式化逻辑门阵列、针对特定应用的集成电路、微控制器、微处理器、数字信号处理器。此外，峰值频率判断电路13与频偏决定电路14亦可被设计为透过执行一记忆体(未绘示)中所储存的处理器指令，来完成多种任务。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，另有多种电路组态和元件可在不背离本发明精神的情况下实现本发明的概念。

根据本发明的另一具体实施例为一种载波频偏估测方法，其流程图绘示于图5。首先，步骤s51为对一输入信号施以m次方运算，以产生一m次方运算结果，其中m为大于一的整数且与施于该输入信号的一调制方式相关。接着，步骤s52为针对该m次方运算结果产生一m次方频谱。随后，步骤s53为自该m次方频谱中找出一振幅峰值所对应的一峰值频率。在步骤s54中，根据该峰值频率，一载波频偏估测结果被决定。

本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，先前在介绍载波频偏估测装置100时描述的各种操作变化(例如多个候选频偏的产生方式、自多个候选频偏中选出一载波频偏估测结果的方式)亦可应用至图5中的载波频偏估测方法，其细节不再赘述。

须说明的是，本说明书中的数学表示式用以说明与本发明的实施例相关的原理和逻辑，除非有特别指明的情况，否则不对本发明的范畴构成限制。本发明所属技术领域中具有通常知识者可理解，有多种技术可实现这些数学式所对应的物理表现形式。

藉由以上较佳具体实施例的详述，希望能更加清楚描述本发明的特征与精神，而并非以上述所揭露的较佳具体实施例来对本发明的范畴加以限制。相反地，其目的是希望能涵盖各种改变及具相等性的安排于本发明所欲申请的专利范围的范畴内。