一种基于全双工多中继系统的通信方法与流程

本发明属于无线协作通信技术领域，具体涉及一种基于全双工多中继系统的通信方法。

背景技术：

在传统的半双工协作通信系统中，通过在信源和信宿之间部署单个或者多个半双工中继节点帮助转发信源信息，能够提高无线传输的可靠性，以及扩大无线通信系统的覆盖范围。但是由于半双工中继节点不能同时接收和转发信息，即只有在转发完上一时隙接收的信号之后才能接收新信号，所以传输一个信源信号需要占用两个时隙，造成了严重的频谱资源浪费。为了在充分利用协作中继技术优势的同时提升其频谱效率，本发明人曾经申请过一项专利：一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法，申请号：CN201510160390.3，通过在信源和信宿之间加入多个半双工中继节点建立多径中继信道，在所有能够成功解码源信号的半双工中继节点中，通过相应算法选择一个信道条件最好的半双工中继节点对解码后的信号进行转发，同时，信源产生新的信号，并将其传输给剩余的半双工中继节点。这样，在每一个时隙，信源都能够传输一个新信号，而无需等到上一时隙的信号被中继转发，从而实现了虚拟的全双工中继传输。但是另一方面，其中半双工中继节点没有利用先验信息来消除中继间干扰，并且每个时隙并不是所有的中继节点都能够接收新的信源信号，因此该方案虽然提升了传统半双工中继系统的频谱效率，却无法充分利用多中继节点的分集增益提升系统的鲁棒性。

技术实现要素：

针对以上提到的半双工中继通信系统中存在的缺陷，本发明提供了一 种基于全双工多中继系统的通信方法，其目的在于在信源和信宿之间部署多个全双工中继节点对信源信号进行接收解码，并从能解码的中继节点中选择一个最优中继节点将解码后的信号转发给信宿，同时我们设计了相应的干扰消除技术消除产生的的不同类型的信号干扰，并分析了在不同剩余干扰强度下的系统性能，由此解决现有技术中系统频谱利用率低，鲁棒性不足等技术问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种双工多中继系统的通信方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1：在时隙t＝1，信源S产生信号x(t)并以固定数据速率R₀传输给N个中继节点R_i，中继节点R_i对信源信号x(t)进行解码，其中R_i，

步骤2：所有中继节点都无法正确解码信号x(t),则执行步骤5；至少有一个中继节点成功解码信号x(t)，则执行步骤3，并将能解码信号x(t)的中继节点归入集合

步骤3：在时隙t+1，t＝{1,2,…}，从集合中选择一个具有最优中继-信宿信道质量的中继节点R_b，将已解码的信源信号x(t)转发给信宿D，完成信号x(t)的传输；同时信源S产生一个新信号x(t+1)并以固定数据速率R₀传输给所有中继节点。在时隙t+1，信宿D、中继节点R_b与剩余N-1个中继节点分别接收到信号y_d(t+1)，y_b(t+1)，y_i(t+1)；

步骤4：基于N个中继节点在t时隙的解码结果，将N个中继节点分为三类：最优中继节点R_b；在所述时隙t成功解码所述信号x(t)而未被选中的中继节点在所述时隙t未能解码所述信号x(t)的中继节点 在时隙t+1，信宿D和这三类中继节点分别对接收到的信号进行解码：信宿D直接尝试解码中继节点R_b转发来的信号x(t)；最优中继节点R_b采用环路自干扰消除技术消除其传输信号x(t)对其接收信号x(t+1)造成 的干扰；中继节点利用其在时隙t的已解码信号x(t)作为先验信息，消除其在时隙t+1受到的由最优中继节点R_b转发x(t)所导致的中继间干扰；中继节点采用连续干扰消除技术消除在时隙t+1受到的由最优中继节点R_b转发x(t)所导致的中继间干扰；执行步骤2，直至所有L个信源信号传输完毕；

步骤5：在时隙t+1，t＝{1,2,…}，信源S产生一个新信号x(t+1)并传输给N个中继节点；同时所有N个中继节点在无干扰的情况下尝试解码x(t+1)，执行步骤2，直至所有L个信源信号传输完毕。

进一步的，所述每个中继节点都安装了至少两根天线分别用于信号接收和信号发送，使得在每个时隙，N个中继节点能够同时接收信源发送的新信号。

进一步的，所述步骤3中利用倒计时器(Countdown Timer)算法选出中继-信宿信道质量最优的中继节点R_b：

其中，|g_i,d|²表示中继节点R_i到信宿D的实时信道增益，最优中继节点R_b在时隙t+1时刻转发信号x(t)给信宿D，同时接收新信号x(t+1)；其余N-1个中继节点在接收信号x(t+1)的同时会受到由最优中继节点R_b转发x(t)所导致的中继间干扰，所述步骤3中信宿D、中继节点R_b与剩余N-1个中继节点 在时隙t+1收到的信号分别为：

$y_d(t+1)=g_{b,d}\sqrt{P_R}x\left(t\right)+n_d(t+1)$

$y_b(t+1)=g_{s,b}\sqrt{P_s}x(t+1)+g_{b,b}\sqrt{P_R}x\left(t\right)+n_b(t+1)$

其中，g_s,i和g_b,i分别表示所述信源S和中继节点R_b到所述剩余的N-1个中继节点的信道系数，g_s,b和g_b,d分别表示所述信源S到中继节点R_b 和中继节点R_b到所述信宿D的信道系数，g_b,b表示中继节点R_b处的环路自干扰信道的系数，n_i、n_b和n_d分别表示中继节点中继节点R_b和信宿D处的加性高斯白噪声，P_S和P_R分别表示信源和N个中继节点的传输功率。

进一步的，所述步骤3中被选中继节点R_b利用其已解码信号x(t)对时隙t+1接收到的信号y_b(t+1)进行环路自干扰消除，由于环路自干扰信号强度远远大于目的信号强度，无法从接收信号y_b(t+1)中将环路自干扰分量 完全、彻底的消除，因此，设在使用环路自干扰消除技术后的剩余自干扰信号功率为P_SI＝P_R^1-μ,0＜μ＜1，其中μ越大，剩余的环路自干扰强度越小，反之，剩余自干扰强度越大，被选中继节点R_b实际接收信号表示为：

${y_b}^{\′}(t+1)=g_{s,b}\sqrt{P_S}x(t+1)+g_{b,b}\sqrt{P_{SI}}x\left(t\right)+n_b(t+1)$

进一步的，所述步骤3中中继节点利用已解码信号x(t)从时隙t+1接收到的信号y_i(t+1)中将中继间干扰分量完全消除，中继节点实际接收信号表示为：

进一步的，所述步骤3中中继节点受到中继间干扰信号x(t)，为解码x(t+1)，中继节点采用连续干扰消除技术：当目的信号x(t+1)的接收功率高于干扰信号x(t)的接收功率，中继节点尝试直接解码信号x(t+1)，并把信号x(t)当作噪声处理；当信号x(t+1)的接收功率低于信号x(t)的接收功率，中继节点首先尝试解码信号x(t)，如果成功解码x(t)，则将中继间干扰分量从接收信号y_i(t+1)中完全消除，进而在无干扰的情况下解码剩余的目的信号x(t+1)。

总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有 以下技术特征及有益效果：

(1)在信源S和信宿D之间部署了多个中继节点，并且所有中继节点都工作于能够同时接收和转发信息的全双工模式，从而使得信源S在每个时隙都能够传输一个新信号给信宿D。由于信源S的传输是连续不间断的，因此显著提升了系统的频谱效率和分集增益；

(2)在中继节点对接收到的目的信号进行解码的过程中，根据上一时隙的解码状态以及当前时隙所受的干扰情况，将所有N个全双工中继节点分为三类，并利用不同的干扰消除技术有针对性的对各自接收到的信号进行干扰消除以及信号解码，由此提高信号解码效率，进而提高整个系统的传输性能。

附图说明

图1为本发明的系统模型示意图；

图2为本发明的方法流程图；

图3为本发明在两种中继解码状态下的信号传输示意图；

图4为本发明在不同剩余环路自干扰强度下系统中断性能仿真结果示意图；

图5为本发明在不同的数据传输速率下系统中断性能仿真结果示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。

如图1所示为本发明一种基于全双工多中继系统的通信方法模型示意图。其中S表示信源，R₁,R₂,...,R_N表示N个全双工中继节点，D表示信宿， R_b表示被选择的最优中继节点，x(t)表示信源S在时隙t产生的信号，并以固定的目标速率R₀被传输。在本发明中假设信源S和信宿D之间的距离很远或被障碍物阻挡，数据无法通过信源S与信宿D之间的直接链路进行传输，因此必须借助于信源S和信宿D之间的N个全双工中继节点来转发信源信息。在时隙t＝1，信源S产生信号x(t)并传输给N个全双工中继节点，N个全双工中继节点接收到信源发送的信号后尝试对其进行解码。在后续时隙t+1,t≥1，可以从成功解码的中继集合中选择一个具有最优中继-信宿信道质量的中继节点R_b将已解码信号x(t)转发给信宿D，同时信源S将产生一个新的信号x(t+1)并将其发送给N个全双工中继节点。如图中虚线所示，在中继节点R_b转发信号x(t)给信宿D的时候，其他剩余的N-1个中继节点以及中继节点R_b的接收端也会收到信号x(t)，从而对其接收目的信号x(t+1)造成干扰。如图1所示，g_s,i,g_i,d,g_i,j分别表示S→R_i,R_i→D,R_i→R_j相应的信道系数，其中并且i≠j。为了便于分析，假设所有的信道都服从于独立同分布平坦瑞利衰落，那么信道系数同时信道增益定义为|g_u,v|²～exp(δ_u,v)，其中u∈{s,i},v∈{i,d}并且u≠v，以及 且i≠j。假设信源S和所有中继节点的发射功率分别为P_S和P_R。加性高斯白噪声为n_r，其中且均值为0，方差为σ²。

如图2所示为本发明一种基于全双工多中继系统的通信方法流程图，具体包括以下步骤：

步骤1：在时隙t＝1，信源S产生信号x(t)并以固定数据速率R₀传输给N个中继节点R_i，中继节点R_i对信源信号x(t)进行解码，其中R_i，

步骤2：所有中继节点都无法正确解码信号x(t),则执行步骤5；至少有一个中继节点成功解码信号x(t)，则执行步骤3，并将能解码信号x(t)的中继 节点归入集合

步骤3：在数据传输的下一个时隙t+1，t＝{1,2,…}，利用倒计时器(Countdown Timer)算法从集合中选择一个具有最优中继-信宿信道质量的中继节点R_b：

其中|g_i,d|²表示中继节点到所述信宿D的实时信道增益。然后该最优中继节点R_b将已解码的信源信号x(t)转发给信宿D，完成所述信号x(t)的传输。与此同时，信源S在时隙t+1将产生一个新的信号x(t+1)并以固定的数据速率R₀将其传输给全部N个全双工中继节点。因此在时隙t+1信宿D，中继节点R_b和剩余的N-1个中继节点R_i接收到的信号分别是：

$y_d(t+1)=g_{b,d}\sqrt{P_S}x\left(t\right)+n_d(t+1)$

$y_b(t+1)=g_{s,b}\sqrt{P_s}x(t+1)+g_{b,b}\sqrt{P_R}x\left(t\right)+n_b(t+1)$

其中，g_s,i和g_b,i分别表示所述信源S和中继节点R_b到所述剩余的N-1个中继节点的信道系数，g_s,b和g_b,d分别表示所述信源S到中继节点R_b和中继节点R_b到所述信宿D的信道系数，g_b,b表示中继节点R_b处的环路自干扰信道的系数，n_i、n_b和n_d分别表示所述中继节点中继节点R_b和信宿D处的加性高斯白噪声，P_S和P_R分别表示所述信源和N个全双工中继节点的传输功率。

步骤4：基于N个中继节点在t时隙的解码结果，将N个中继节点分为三类：最优中继节点R_b；在所述时隙t成功解码所述信号x(t)而未被选中的中继节点在所述时隙t未能解码所述信号x(t)的中继节点 在时隙t+1，信宿D和这三类中继节点分别对接收到的信号进行解码。对于信宿D来说只存在加性高斯白噪声，所以当以下事件成立 时表示信号x(t)能够被信宿D成功解码：

$C(1+\frac{|g_{b,d}{|}^2{P}_R}{{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0$

其中，C(·)＝log₂(·)表示可达信息速率。R₀表示目标数据速率，|g_b,d|²表示中继节点R_b到所述信宿D的信道增益，P_R表示全双工中继节点的传输功率，σ²表示加性高斯白噪声的方差。如果可达信息速率高于数据速率R₀，那么信宿就能够从接收到的信息中成功解码该信号。反之，解码失败。

那么对于N个全双工中继节点，干扰消除及解码方法分为三类：

(1)对于被选中继节点R_b，可以采用环路自干扰消除技术消除其传输信号x(t)对其接收信号x(t+1)造成的干扰。由于环路自干扰强度远大于目的接收信号x(t+1)，因此无法完全彻底消除环路自干扰。鉴于此，我们假设环路自干扰消除后实际的传输自干扰信号功率为P_SI＝P_R^1-μ,0＜μ＜1，其中μ越大，表示剩余的环路自干扰强度越小，反之，剩余自干扰强度越高。那么被选中继节点R_b实际接收信号可以表示为

${y_b}^{\′}(t+1)=g_{s,b}\sqrt{P_S}x(t+1)+g_{b,b}\sqrt{P_{SI}}x\left(t\right)+n_b(t+1)$

因此，如果

$C(1+\frac{|g_{s,b}{|}^2{P}_S}{|g_{b,b}{|}^2{P}_R^{1-\mathrm{\μ}}+{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0$

成立，中继节点R_b能够成功解码x(t+1)，反之，解码失败，其中|g_s,b|²表示信源S到中继节点R_b的信道增益，|g_b,b|²表示中继节点R_b处的环路自干扰信道增益；

(2)对于中继节点由于其在t时隙成功解码了信号x(t)，因此在t+1时隙可以利用已解码信号x(t)作为先验信息进行干扰消除，将中继间干扰分量从接收到的信号y_i(t+1)中完全消除。因此中继节点 实际接收信号可以表示为：

因此，如果

$C(1+\frac{|g_{s,i}{|}^2{P}_S}{{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0$

成立，中继节点能够成功解码信源信号，反之，解码失败，其中|g_s,i|²表示信源S到中继节点的信道增益；

(3)对于中继节点为了在时隙t+1从所述接收信号y_i(t+1)中解码目的信号x(t+1)，中继节点采用连续干扰消除技术。通过比较目的信号x(t+1)和中继间干扰信号x(t)的信号强度，分为以下两种情况：

(31)如果所述目的信号x(t+1)的信号强度高于干扰信号x(t)的信号强度，那么中继节点尝试直接解码目的信号x(t+1)，并把信号x(t)当作噪声处理。因此，如果事件

成立，那么中继节点能够成功解码x(t+1)，反之，解码失败。其中|g_b,i|²表示中继节点R_b到中继节点的信道增益；

(32)如果所述目的信号x(t+1)的信号强度低于干扰信号x(t)的信号强度，那么中继节点尝试率先解码干扰信号x(t)。因此，如果事件

成立，那么干扰信号x(t)能够被成功解码并重构，进而从接收信号y_i(t+1)中完全消除。此时中继节点继续从剩余信号

中尝试解码目的信号x(t+1)。因此，如果事件

成立，中继节点能够成功解码x(t+1)。

综合以上两种情况(31)及(32)，如果事件

成立，中继节点能够成功解码目的信号x(t+1)。反之，解码失败；

执行步骤2，直至所有L个信源信号传输完毕。

步骤5：在时隙t+1，t＝{1,2,…}，信源S产生一个新信号x(t+1)并传输给所有N个全双工中继节点；中继节点的接收信号为

因此，如果

$C(1+\frac{|g_{s,i}{|}^2{P}_S}{{\mathrm{\σ}}^2})\≥R_0$

成立，中继节点能够成功解码目的信号x(t+1)；反之，解码失败。执行步骤2，直至所有L个信源信号传输完毕。

最后，我们对全双工多中继系统FD-MRS进行了性能仿真，并且与现有的半双工多中继系统HD-MRS以及本发明人曾经申请过的一项专利：一种基于半双工多径协作系统的虚拟全双工中继传输方法(VFD-MRS)进行了对比。为了便于说明，令信源S和最佳中继节点R_b的传输功率为P_S＝P_R＝P。除非另外说明，令目标数据速率R₀＝2bits/slot/Hz，噪声功率为σ²＝0dB，对任意令

图4所示为本发明在不同剩余环路自干扰强度下系统端到端中断性能仿真结果示意图。随着中继节点个数N和传输功率P的增加，FD-MRS和 HD-MRS的中断性能都逐渐提高。本专利提出的FD-MRS的中断性能总是优于VFD-MRS的中断性能，并且当功率P逐渐增大时VFD-MRS的中断概率趋于一个非零常数，这可以说明VFD-MRS系统没有分集增益其鲁棒性较弱。当传输功率P较低时，FD-MRS的中断性能总是优于HD-MRS的中断性能。当全双工中继节点R_b的环路自干扰能够被完全消除时，即μ＝1，FD-MRS的中断性能也总是优于HD-MRS的中断性能。但是当被选中继节点R_b的环路自干扰无法被完全消除时，即μ＜1，由于HD-MRS能够实现更高的分集增益，因此随着功率P的增加，HD-MRS的性能最终会逐渐优于FD-MRS。因此可以得出结论，在正常的传输功率及信噪比情况下FD-MRS的性能要明显优于现有的半双工多中继系统及虚拟全双工中继系统。

图5所示为本发明在不同数据目标传输速率R₀下系统中断性能仿真结果示意图。如图5所示，全双工多中继系统中断性能随着目标传输速率R₀的增加而降低。同时，我们能够发现在相同中继节点个数的条件下，三种不同的目标传输速率下的全双工多中继系统FD-MRS中断概率曲线是平行的，即全双工多中继系统FD-MRS在三种不同的目标传输速率下获得的分集增益是相同的。类似图4的结果，随着中继节点个数的增加，系统具有更高的分集增益(即鲁棒性)，因此能够有效降低其中断概率。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。