物理帧中前导符号的接收处理方法与流程

本申请是原案的分案申请，原案的申请号201410326504.2，申请日2014年7月10日，发明创造名称《物理帧中前导符号的接收处理方法》。本发明涉及无线广播通信
技术领域：
，特别涉及一种物理帧中前导符号的接收处理方法。
背景技术：
：通常为了使ofdm系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，ofdm系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于ofdm系统对载波的频偏非常敏感，ofdm系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。目前，ofdm系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是ofdm系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的开始(命名为p1符号)，在每个物理帧内只出现一个p1符号或连续出现多个p1符号，它标志了该物理帧的开始。p1符号的用途包括有：1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；2)提供基本传输参数(例如fft点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后续接收处理；3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步；4)紧急警报或广播系统唤醒。dvb_t2标准中提出了基于cab时域结构的p1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用cab结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，例如长多径时，dbpsk差分解码也可能会失效。而且，由于dvb_t2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。技术实现要素：本发明解决的问题是目前dvb_t2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。为解决上述问题，本发明实施例提供了一种物理帧中前导符号的接收处理方法，包括如下步骤：对接收到的数字信号进行处理以得到基带信号；判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号，其中，所述期望接收的前导符号是以时域ofdm符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构；在上述判断结果为是的情况下，确定该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：判断接收到的基带信号(对接收到的物理帧经过处理后得到)是否存在期望接收的前导符号，其中，前导符号是以时域ofdm符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构。并在判断结果为是的情况下，确定前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息，从而依照信令信息的指示解码后续数据帧的信息。利用时域ofdm符号的调制信号与时域ofdm符号的结构保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。并且，时域ofdm符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。进一步地，前导符号中的时域ofdm符号对应的频域ofdm符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。通过这样特定的频域结构设计，其中固定序列可以作为物理帧中的导频，从而便于接收端对接收到的物理帧中前导符号进行解码解调。附图说明图1是本发明的一种物理帧中前导符号的cab结构示意图；图2是本发明的一种传输信令信息的前导符号的cab结构示意图；图3是本发明的一种物理帧中前导符号的接收处理方法的具体实施方式的流程示意图。具体实施方式发明人发现目前dvb_t2标准及其他标准中，前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。针对上述问题，发明人经过研究，提供了物理帧中前导符号的接收处理方法。该方法基于前导符号的时域波形的特性，利用时域ofdm符号的调制信号与时域ofdm符号的结构保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。并且，时域ofdm符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的cab结构示意图。参考图1，a段表示时域ofdm符号，c段表示循环前缀，b段表示调制信号。时域ofdm符号是发送端对频域ofdm符号作离散傅里叶反变换后得到的。例如，对p1_xi作离散傅里叶反变换后得到时域ofdm符号：其中，m为有效非零子载波的个数。从所述时域ofdm符号截取循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀，所述循环前缀长度等于或者小于时域ofdm符号的长度。所述确定循环前缀长度是根据无线广播通信系统通常需要对抗的多径长度、系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度以及时域结构传输信令的比特数中的任一种或多种因素来确定。如果仅需要在频域结构传输信令，而时域结构固定且无需传输信令，则仅需考虑需要对抗的多径长度、系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度其中之一或者之二。通常，循环前缀的长度越长，对抗长多径的性能越好，且循环前缀的长度和调制信号长度越长，其延迟相关的峰值越鲁棒。通常，循环前缀的长度和调制信号长度需大于等于系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度。基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号。在实际应用中，可以通过设置一个频偏序列，然后将所述循环前缀长度的时域ofdm符号或者部分所述循环前缀长度的时域ofdm符号乘以所述频偏序列以得到所述调制信号。设ncp为确定的循环前缀长度、lenb为调制信号长度。频偏序列为其中fsh可选取为时域ofdm符号对应的频域子载波间隔(即1/nat)，其中t为采样周期，na为时域ofdm符号的长度。在本实例中，na为1024，取fsh＝1/1024t。在其他实例中，为了使相关峰值尖锐，fsh也可以选择为1/(lenbt)。当lenb＝ncp时，fsh＝1/ncpt。比如lenb＝ncp＝512时，fsh＝1/512t。在其他实施例中，m(t)也可以被设计成其他序列，如m序列或一些简化的窗序列等。该部分时域ofdm符号的调制信号为p1_b(t)，p1_b(t)是通过该部分时域ofdm符号乘以频偏序列m(t)得到，即p1_b(t)为：其中，n1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域ofdm符号的采样点序号。调制信号长度由系统在最低接收门限时能得到鲁棒相关峰值的最小长度来确定。通常调制信号长度大于等于该最小长度。设na为时域ofdm符号的长度，设时域ofdm符号的采样点序号为0,1,…na-1.设n1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域ofdm符号的采样点序号，n2为选择复制给调制信号段的终点对应的时域ofdm符号采样点序号。其中，n2＝n1+lenb-1为了便于描述，将时域ofdm符号分成2部分，第一段是未截取作为循环前缀的部分时域ofdm符号(一般为该时域ofdm符号的前部)，第二段是截取作为循环前缀的部分时域ofdm符号(一般为该时域ofdm符号的后部)。若截取时域ofdm符号全部作为循环前缀，则第一段的长度为0。n1一定落在第二段中，即选择给调制信号段的那部分时域ofdm符号的范围不会超出截取作为循环前缀的那部分时域ofdm符号的范围。调制信号仅是调制了频偏或其他信号，因此可以利用调制信号与循环前缀的相关值以及调制信号与时域ofdm符号的相关值来做定时同步和小偏估计。在实际应用中，调制信号长度一般不超出循环前缀部分的长度。调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。如图1所示，将所述循环前缀拼接在所述时域ofdm符号的前部作为保护间隔，并将所述调制信号拼接在所述ofdm符号的后部作为调制频偏序列以生成cab结构的前导符号。例如，前导符号可以根据采用如下时域表达式：在一个优选实施例中，所述预定长度na＝1024；ncp为所述预定长度的一半，即当na＝1024时，ncp＝512。进一步地，通过生成不同的循环前缀和调制信号，从而使得最终形成的前导符号也不同，以使接收端在解调接收到的物理帧中的前导符号时，可以对其作延迟相关运算，并根据尝试设置不同的延迟，其中延迟值只有匹配前导符号的设计参数，才能得到明显的相关峰值，以此来区分不同的前导符号，以达到在前导符号中时域结构传输信令信息的目的。本发明实施例提供了一种在用于截取循环前缀长度的时域ofdm符号中，选择不同的起始位置截取调制信号长度的时域ofdm符号来产生调制信号，以使最终形成的前导符号通过所述不同的起始位置来传输信令信息。以传输的信令信息为紧急警报或广播系统标识eas_flag为例。例如，所述时域ofdm符号的长度为1024,ncp为512+l，lenb为512-l，整个前导符号的长度为2048，其中调制频偏值fsh＝1/1024t，通过选择不同的起始位置n1用来传输1比特信令表示紧急警报或广播系统标识eas_flag。若eas_flag＝1，取n1＝512-l，即把na为1024的ofdm符号的对应序号为512-l～1023-2l的采样点并调制频偏序列后生成b，放到a的后部。若eas_flag＝0，取n1＝512+l，即把na为1024的ofdm符号的对应序号为512+l～1023的采样点并调制频偏序列后生成b，放到a的后部。参考图2所示的是另一种传输紧急警报或广播系统标识eas_flag的前导符号的cab结构示意图。其中，l的取值为8。时域表达式为：若eas_flag＝1若eas_flag＝0又例如，所述预定长度为1024,ncp为512+15*l，lenb为512，n1可取512+i*l，0≤i＜16,则可表示16种不同的取法，传输4bit信令信息。例如，不同的发射机可以通过取不同的n1来传输该发射机的对应的标识txid、同一个发射机也可以通过分时地改变n1来发送传输参数。优选地，l取16。又例如，所述预定长度为1024,ncp为512+7*l，lenb为512，n1可取512+i*l，0≤i＜7，传输3bit信令信息。优选地，l取16。以上是本发明实施例中前导符号的生成方法及cab结构的前导符号的特性。在接收端，可以利用上述前导符号的特性来判断接收到的基带信号(对接收到的物理帧经过处理后得到)是否存在期望接收的信号，并在判断结果为是的情况下，确定前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息，从而依照信令信息的指示解码后续数据帧的信息。如图3所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的接收处理方法的具体实施方式的流程示意图。参考图3，接收处理方法包括如下步骤：步骤s11：对接收到的所述物理帧进行处理以得到基带信号；步骤s12：判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号，其中，所述期望接收的前导符号是以时域ofdm符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构；步骤s13：在上述判断结果为是的情况下，确定该前导符号在物理帧中的位置并解出该前导符号所携带的信令信息。如步骤s11中所述，对接收到的所述物理帧进行处理以得到基带信号。通常接收端接收到的信号为模拟信号，因此需要先对其进行模数转换以得到数字信号，再进行滤波、下采样等处理后得到基带信号。需要说明的是，若接收端接收到的是中频信号，在对其经过模数转换处理后还需要进行频谱搬移，然后再进行滤波、下采样等处理后得到基带信号。如步骤s12所述，判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号，其中，所述期望接收的前导符号是以时域ofdm符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构。具体来说，首先，接收端将判断接收到的基带信号中是否存在期望接收的前导符号，即接收到的信号是否符合接收标准，例如接收端需要接收dvb_t2标准的数据，则需要判断接收到的信号是否是基于dvb_t2标准的(比如，物理帧中是否具有于dvb_t2格式的前导符号)。在本实施例中，判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号包括如下步骤：步骤s12a：依照期望接收的前导符号中的循环前缀、时域ofdm符号以及调制信号两两之间的延迟关系及调制频偏关系，对基带信号进行延迟滑动相关及解调频偏，以得到三个延迟相关累加值；步骤s12b：基于这三个延迟相关累加值中的一个、两个或者三个进行数学运算，并对该数学运算结果的绝对值进行峰值检测；步骤s12c：若峰值检测的结果满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的信号。具体地，参考上文实施例，前导符号的时域表达式为：其中，na为时域ofdm符号的长度，ncp为循环前缀的长度，n1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域ofdm符号的采样点序号。比如na＝1024时，ncp＝520，lenb＝504，n1为504或520。由于期望接收的前导符号是以时域ofdm符号为主体，其前部具有循环前缀、其后部具有调制信号的时域结构。那么接收信号中如果包含该期望前导符号，则其包含的一条或者多条多径中每条多径都具有上述结构。基于循环前缀与时域ofdm符号的延迟关系，将接收信号进行延迟滑动相关，其延迟相关表达式u1(n)及延迟相关累加值u1'(n)如下：u1(n)＝r(n)r*(n-na)可选择对u1'(n)进行能量归一化得到u1s'(n)。即基于调制信号与循环前缀的延迟关系及调制频偏值，将接收信号进行延迟滑动相关并解调频偏，注意其延迟相关表达式u2(n)及延迟相关累加值u2'(n)如下：同样可选择对u2'(n)进行能量归一化得到u2s'(n)。基于调制信号与时域ofdm符号的延迟关系及及调制频偏值，将接收信号进行延迟滑动相关，其延迟相关表达式u3(n)及延迟相关累加值u3'(n)如下：同样可选择对u3'(n)进行能量归一化得到u3s'(n)。其中，corr_len可取1/fsht,以避免连续波干扰或者取lenb以使得峰值尖锐。利用延迟相关累加值u1'(n)、u2'(n)、u3'(n)进行数学运算，比如u2'(n)·u3'*(n)，或者u1'(n-na+n1)·u2'(n)·u3'*(n)来进行前导符号捕获，判断基带信号中是否存在期望接收的信号。例如na＝1024，ncp＝520，lenb＝504，n1＝520时，将接收信号延迟1024个采样点与接收信号进行滑动相关以得到第一延迟相关累加值；将接收信号延迟1528个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关以得到第二延迟相关累加值；将接收信号延迟504个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关以得到第三延迟相关累加值。又如na＝1024，ncp＝512，lenb＝512，n1＝512时，将接收信号延迟1024个采样点与接收信号进行滑动相关以得到第一延迟相关累加值；将接收信号延迟1536个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关以得到第二延迟相关累加值；将接收信号延迟512个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关以得到第三延迟相关累加值。当前导符号出现时，u2'(n)·u3'*(n)或者u1'(n-na+n1)·u2'(n)·u3'*(n)的绝对值会出现峰值。因此可以通过对u2'(n)·u3'*(n)或者u1'(n-na+n1)·u2'(n)·u3'*(n)或者能量归一化后的u2s'(n)·u3s'*(n)或者u1s'(n-na+n1)·u2s'(n)·u3s'*(n)，采用各种峰值检测的算法来判断基带信号中是否存在期望接收的信号。若峰值检测的结果满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的前导符号及期望接收的信号。比如，用峰值最大值和固定阈值相比，若超过阈值则存在期望接收的前导符号及信号，否则不存在。所述步骤s12中确定前导符号在物理帧中的位置包括：基于满足预设条件的峰值检测的结果来确定该前导符号在物理帧中的位置。具体地，若存在期望接收的前导符号，根据峰值大的那部分值或者最大值确定前导符号在物理帧中出现的位置。利用峰值检测的结果还可以进行小数倍频偏估计，可以通过取峰值大值由如下2种方法计算出来的值加权得到。方法1：其中，nf指参与统计的峰值大的点数，表示取峰值上多少个点参与运算，也可只取最大值来进行计算。方法2：其中，k取使u1'(k)绝对值最大的点。更进一步的，由于发送端可以利用n1(即截取调制信号长度的时域ofdm符号中的不同起始位置)来传输信令信息，那么，所述期望接收的前导符号具有如下特性：1)从所述时域ofdm符号截取循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀；2)基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号；其中，用于截取循环前缀长度的时域ofdm符号中，选择不同的起始位置截取调制信号长度的时域ofdm符号来产生调制信号，以使最终形成的前导符号通过所述不同的起始位置来传输信令信息；在这种情况下，基于不同的起始位置,产生若干个不同的调制信号与循环前缀及调制信号与时域ofdm符号的延迟关系,以此判断所述基带信号中是否存在期望接收的前导符号。在上述判断结果为是的情况下，确定该前导符号在物理帧中的位置。根据若干个不同的调制信号与循环前缀及调制信号与时域ofdm符号的延迟关系，进而得到若干个延迟相关累加值组，每组包括对基带信号依照期望接收的前导符号中的循环前缀、时域ofdm符号以及调制信号两两之间的延迟关系及调制频偏关系进行延迟滑动相关及解调频偏，以得到三个延迟相关累加值；将每个延迟相关累加值组中的一个、二个或三个延迟相关累加值进行运算，并对该乘积运算结果的绝对值进行峰值检测；若某一组峰值检测的结果满足预设条件，则确定所述基带信号中存在期望接收的前导符号。例如，当前导符号利用不同的n1来传输q比特信令时，定义上述的n1为某固定取值的延迟滑动相关为一组。每组包含上述3个延迟相关累加值。接收端同时进行2q种不同n1取值的上述延迟相关组，然后从2q个u2'(n)·u3'*(n)或u1'(n-na+n1)·u2'(n)·u3'*(n)的绝对值中，判断是否存在期望的前导符号。如果任意一个绝对值都没有超过阈值门限，则表明基带信号中不存在期望接收的信号。比如用n1为504或520来传输1比特紧急警报或广播系统标识时，其中n1＝520表示为正常前导符号，n1＝504表示为紧急警报或广播系统，则进行2组的上述延迟相关组。紧急警报广播标志为0的那组，即n1＝520，采取接收信号延迟1024个采样点与接收信号进行滑动相关；接收信号延迟1528个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关；接收信号延迟504个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关；紧急警报广播标志为1的那组，即n1＝504，采取接收信号延迟1024个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关；接收信号延迟1544个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关；接收信号延迟520个采样点与解调频偏后的接收信号进行滑动相关。若n1＝520的那组最大值超过阈值门限，则表明基带信号为期望信号，且前导符号出现，eas_flag＝0；相反，若n1＝504的那组最大值超过阈值门限，则表明eas_flag＝1；若2组都没有超过阈值门限,则表明该基带信号不是期望信号。所述步骤s13中解出该前导符号所携带的信令信息包括如下步骤：利用前导符号的全部或部分时域波形和/或该前导符号的全部或部分时域波形经过傅里叶变换后得到的频域信号，以解出该前导符号所携带的信令信息。具体地，本步骤中，由于发送端可以利用n1(即截取调制信号长度的时域ofdm符号中的不同起始位置)来传输信令信息，也可以利用时域ofdm符号对应的频域ofdm符号中的信令序列子载波来传输信令信息。因此，接收端将基于上述两种不同的传输信令信息的方式相应地解出信令信息，具体实现过程如下：发射端利用n1来传输信令信息：如上所述，接收端可以根据上述判断结果为是的情况下，解出该前导符号所携带的信令信息。若某一组峰值检测的结果满足预设条件，则该组对应的调制信号段的起始位置所对应的信令即为传输信令。发射端利用时域ofdm符号对应的频域ofdm符号中的信令序列子载波来传输信令信息：具体地，时域ofdm符号对应的频域ofdm符号包括：有效子载波和零序列子载波，其中零序列子载波位于有效子载波的两侧；有效子载波包括固定序列子载波和信令序列子载波，且固定序列子载波和信令序列子载波奇偶交错排列。即固定序列填充至偶子载波(或奇子载波)位置上，相应地，信令序列填充至奇子载波(或偶子载波)位置上，从而在频域的有效子载波上呈现固定序列和信令序列奇偶交错排列的分布状态。而当固定序列和信令序列的长度不一致时，可以通过补零序列子载波的方式来实现固定序列和信令序列奇偶交错排列。其中，信令序列和固定序列的生成方法可以是：从所有可选的固定序列中选择一个固定序列，并生成具有良好的自相关性和互相关性的信令序列集合，且基于该固定序列和信令序列集合中任一信令序列所组成的ofdm符号在经过傅立叶反变换后满足所要求的功率峰均比。一个具体的实施例是，固定序列长度为353，幅值为1，如下式表示：其中，ωn的取值依顺序从左往右按行排列如下表所示：信令序列的个数为512个，且该信令序列集合包括4个信令序列子集合，每个信令序列子集合均包含128个信令序列，信令序列的长度l为353。信令序列的生成公式方法：循环移位的位数(qi,ki,i＝0～2n-1)其中n＝7，表示每个信令序列子集合包含128个信令序列，一共4个子集合共512个信令序列；首先，生成cazac序列：然后，对其进行循环移位：si*(n)＝[s(ki-1),s(ki),...,s(root-1),s(0),...,s(ki-1)]最后，从上述序列的头部开始截取长度为l的序列：sci(n)＝si*(n),n＝0～l-1所得到的序列sci(n)即为所需的第i个信令序列。r为固定序列与信令序列的平均功率比，本例中为1.1)第一个信令序列子集合的root值为353；q值的取值为如下表格中的所有数值：19101618212829323549515354555759606165687074757677788284858688909596103113120123125126133134135137138140141142145147148150151155156157161163165167170176178179181182184185187194200201204209210217222223224225229232234235237239241244246247248249251252253254255262270272273280282290291306307308309311313314315317320326327330331333336338340342345347349循环移位的位数为如下表格中的所有数值：1052441722492802512932341781163217831112825785134190190991803819122254186308178251277261442712652983282821552843031133152991663421331152251326326148195145185121581621181511822303924930530914418818126514021213710298122281181267178187177352435326938342288277881241201622041742941661575633411018313117116632196372611553414915626733293348300245101186117329352215552)第二个信令序列子集合的root值为367；q值的取值为如下表格中的所有数值：循环移位的位数为如下表格中的所有数值：198298346271345324160177142713542906914428325100552371962712101872778313535319429436202692518179318149111142541912261381793413661766450226231812632714124417974232562652232881278634530426013931262360107201301263257184329300811214919620194147346179592128319514531191523103113454187131632762941422465418112127327636471619924323519434895262522101152503)第三个信令序列子集合的root值为359；q值的取值为如下表格中的所有数值：13569121422293032346063656772747678838487888990919294959699112115123124128137141143145149152153154155159164165169175179183186187188189192197199201202203211215219220221223226227228229230234237238239243246248249250252254257258261262273274280282284286288290297298300303308309310312313314317318319320321322323324326333334335336339341342344349351352355循环移位的位数为如下表格中的所有数值：4)第四个信令序列子集合的root值为373；q值的取值为如下表格中的所有数值：262829343840434954575862646579808183858687101102187189190191193194195196198199200202204205206208209211213214216217218219220221222223224225227228230232233236237241243245246247248249250251252253255256259260261262263265266267275276280282283284285289295297300301302303305307317320322323325327328332338341342343348349351352353355356357358359360361362363364367369370372循环移位的位数为如下表格中的所有数值：333337177125169270254881233109627312023915722462119192351361172371002441812952493569289139821711782921583082574255210320294100757916319580303972711793591782412813675891717939267245213286349172353013611023011551349629320287176248319301168280154244215370260117303294214911212550249197273230131422443355721261483701102963262247711231262121382833239394将这个4个信令序列子集合进行合并，得到信令序列子载波集合。因此，接收端解出该前导符号所携带的信令信息包括：通过包含信令序列子载波的信号与信令序列子载波集合或该信令序列子载波集合对应的时域信号进行运算，以解出该前导符号中由信令序列子载波所携带的信令信息。其中，所述包含信令序列子载波的信号包括：接收到的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域ofdm符号经傅里叶变换后得到的频域ofdm符号。信令序列子载波集合是由信令序列集合中各个信令序列填充至有效子载波上而形成的集合。具体地，截取对应odfm符号主体的na长度的时域信号进行傅立叶变换后得到频域ofdm符号；然后，去除零载波，根据信令子载波位置取出接收到的频域信令子载波。将其与上述信道估计值以及已知的信令子载波集进行特定的数学运算，完成频域解码功能。例如，设i＝0:m-1，m为信令子载波个数，j＝0:2p-1，p为频域所传信令比特数，即对应信令子载波集共有2p个元素，且每个元素对应长度为m的序列，hi为每个信令子载波对应的信道估计值，sc_reci为接收到的频域信令子载波值，为信令子载波集中第j个元素中的第i个取值。则取max(corrj)所对应的j，即得到频域传输的信令信息。在其他实施例中，上述过程也可以在时域上进行，利用已知信令子载波集经傅里叶反变换后所对应的时域信令波形集直接与获取多径准确位置的时域接收信号进行同步相关，取相关值绝对值最大的那个，也可以解出频域传输的信令信息，这里不再赘述。进一步地，接收端还可以利用固定序列做整数倍频偏估计或信道估计。具体地，本实施例还包括如下步骤：1)根据所确定该前导符号在物理帧中的位置，截取包含固定子载波的信号；2)将该包含固定子载波的信号与频域固定子载波序列或该频域固定子载波序列对应的时域信号进行运算，以得到整数倍频偏估计或信道估计。其中，所述包含固定子载波的信号包括：接收到的前导符号的全部或者部分时域波形，或者从前导符号中截取时域ofdm符号经傅里叶变换后得到的频域ofdm符号。下面具体描述接收端进行整数倍频偏估计的两种方法。方法1：根据检测出的前导符号在物理帧中的位置，截取接收到的前导符号的时域波形的全部或者一部分。采用扫频的方式，即以固定的频率变化步径(比如，对应整数倍频偏间隔)，将该部分时域波形调制上不同的频偏后，得到若干个时域信号：t为采样周期，fs为采样频率。而已知频域固定序列子载波进行傅立叶反变换对应的时域信号为a2，将a2作为已知信号与每个a1y进行滑动相关，选取出现最大相关峰值的那个a1y，则对其所调制的频偏值y即为整数倍频偏估计值。其中，扫频范围对应系统所需要对抗的频偏范围，比如，需要对抗正负500k的频偏，而系统采样率为9.14m,前导符号主体为1k长度，则扫频范围为即[-57,57]。方法2：截取前导符号中对应odfm符号主体的时域信号进行傅立叶变换后得到频域ofdm符号，将变换得到的频域ofdm符号进行上述扫频范围的循环移位，且隔2点差分相乘，且与已知固定序列子载波的隔2点差分相乘值进行相关运算,得到一系列相关值，选取最大相关值对应的循环移位，即可相应得到可以得到整数倍频偏估计值。利用接收到的包含固定序列子载波的信号和已知频域固定序列子载波和/或其进行傅立叶反变换对应的时域信号完成信道估计，同样可以选择在时域进行和/或在频域进行，在此不再赘述。本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。当前第1页12