面向具有对称性的同步信号的检测方法、同步方法及终端与流程

本发明涉及一种面向具有对称性的同步信号的检测方法，同时也涉及相应的同步方法及其终端，属于无线通信技术领域。

背景技术：

在未来的5g通信系统中，会有各种终端设备(例如用户设备(简写为ue)、物联网设备(iot)等)通过无线方式接入网络。这就要求这些终端设备通过检测基站发送的同步信号获得与基站之间的同步。对于要求功耗低且功能简单的物联网设备(例如传感器)而言，由于其晶振精度低而导致较大的载波频率偏移(carrierfrequencyoffset，简写为cfo)，为使其快速实现与基站之间的同步，要求同步信号检测算法对载波频率偏移不敏感，而且具有优良的检测性能及计算复杂度低等特点。

在无线通信系统中，基站发送主同步信号(pss)和辅同步信号(sss)，以进行小区识别和帧同步。基站发送主同步信号(pss)和辅同步信号(sss)，以用于小区识别和帧同步。同步过程分为两个阶段。在第一阶段，用户设备利用主同步信号(pss)获取符号同步、载波频率偏移。在第二阶段，用户设备利用辅同步信号(sss)来检测帧的边界、cp长度等。现有技术中，基于匹配滤波的主同步信号检测与同步方法受载波频率偏移的影响很大。当载波频率偏移较大时，该方法的检测性能将变得很差。尤其是针对物联网中的用户设备，现有的各种主同步信号检测与同步方法都没有实现理想的技术效果。

技术实现要素：

本发明所解决的首要技术问题在于提供一种面向具有对称性的同步信号的检测方法。该方法的计算复杂度低，检测性能好，对载波频率偏移不敏感。

本发明所解决的另一个技术问题在于提供一种面向具有对称性的同步信号的同步方法。

本发明所解决的再一个技术问题在于提供一种用于检测具有对称性的同步信号的终端。

为实现上述发明目的，本发明采用下述的技术方案：

一种面向具有对称性的同步信号的检测方法，包括以下步骤：

获取所述同步信号的接收信号用于同步检测，其中，所述接收信号包括长度为n的第一部分接收信号和长度为ncp的第二部分接收信号，而且所述第一部分接收信号关于第一中心点对称，所述第二部分接收信号关于第二中心点对称；

然后，对所述接收信号进行自相关计算，所述自相关计算至少包括以所述第一中心点或者所述第二中心点为中心的自相关计算。

其中，所述接收信号包括长度为n的第一部分接收信号和长度为ncp的第二部分接收信号，而且所述第一部分接收信号关于第一中心点对称，所述第二部分接收信号关于第二中心点对称。

其中较优地，所述自相关计算包括一次自相关计算和二次相关计算。

其中较优地，所述一次自相关计算是，对所述第一部分接收信号以所述第一中心点为中心进行所述自相关计算，得到第一部分一次自相关函数，并且对所述第二部分接收信号以所述第二中心点为中心进行所述自相关计算，得到第二部分一次相关函数。

其中较优地，所述二次相关计算是，对所述第一部分一次自相关函数进行二次相关计算，得到第一部分二次自相关函数；并且对所述第二部分一次自相关函数与所述第一部分一次自相关函数进行二次相关计算，得到第二部分二次相关函数。

其中较优地，对所述第二部分一次自相关函数进行二次相关计算，是将所述第二部分一次自相关函数与与所述第一部分一次自相关函数作相关计算。

其中较优地，对所述第一部分一次自相关函数进行二次相关计算，是基于所述第一部分一次自相关函数的对称中心，将所述第一部分一次自相关函数进行自相关计算。

其中较优地，还包括以下步骤：将所述第一部分接收信号的所述自相关计算的结果，加上所述第二部分接收信号的所述自相关计算的结果。

其中较优地，包括以下步骤：将所述第一部分二次自相关值与所述第二部分二次相关值相加。

一种面向具有对称性的同步信号的同步方法，包括以下步骤：

获取所述同步信号的接收信号用于同步检测，

然后，对所述接收信号进行自相关计算，得到检测值，

再利用所述检测值对所述接收信号进行补偿，

其中，所述接收信号包括长度为n的第一部分接收信号和长度为ncp的第二部分接收信号，而且所述第一部分接收信号关于第一中心点对称，所述第二部分接收信号关于第二中心点对称。

一种用于检测具有对称性的同步信号的终端，包括信号处理单元，

所述信号处理单元获取所述同步信号的接收信号用于同步检测，

然后，对所述接收信号进行自相关计算，得到检测值，

其中，所述接收信号包括长度为n的第一部分接收信号和长度为ncp的第二部分接收信号，而且所述第一部分接收信号关于第一中心点对称，所述第二部分接收信号关于第二中心点对称。

与现有技术相比较，本发明具有如下优势：

(1)本发明不受载波频率偏移的影响，有效地提高了检测信噪比，从而提高了低信噪比情况下的pss检测与同步性能。

(2)本发明利用了更多的对称信息来计算用于pss检测的检测统计量，从而有效地提高了pss的检测性能，故在低信噪比条件下具有更好的检测性能。

(3)本发明具有较低的计算复杂度，使之易于实现，适用于物联网等环境。

附图说明

图1为包含循环前缀在内的pss时域发送信号双对称性的示意图；

图2为时域pss接收信号关于n/2的对特性示意图；

图3为本发明所提供的同步信号检测及同步方法的流程框图；

图4为awgn信道下ε＝0.1δf时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图5为awgn信道下ε＝1.8δf时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图6为awgn信道下ε＝1.8δf时各种方法的统计检测量(snr＝7db)仿真图；

图7为awgn信道下循环前缀长度ncp＝40时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图8为awgn信道下循环前缀长度ncp＝80时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图9为awgn信道下循环前缀长度ncp＝120时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图10为多径信道下ε＝0.1δf时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图11为多径信道下ε＝1.8δf时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图12为多径信道下ε＝1.8δf时各种方法的统计检测量(snr＝7db)仿真图；

图13为多径信道下循环前缀长度ncp＝40时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图14为多径信道下循环前缀长度ncp＝80时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图；

图15为多径信道下循环前缀长度ncp＝120时各种方法的统计检测量(snr＝10db)仿真图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容进行详细具体的说明。

图1为主同步信号(pss)的时域发送信号。如图1所示，发送端的主同步信号序列在时域上存在序列对称性和循环前缀(cp)的对称特性(简称：双对称性)相结合，提出一种基于两次滑动相关运算的主同步信号序列同步检测方法。可以理解，本发明不限于主同步信号的同步检测，只要同步信号在时域上具有双对称性，就可以用本发明的两次相关同步检测方法。类似的，如果同步信号具有频域上的双对称性，也可以参考本发明进行频域上的同步检测。

该方法主要包括如下3个步骤。步骤1：用户终端利用滑动自相关技术，针对各滑动值，根据主同步信号序列的时域对称性并结合循环前缀的特性，计算各对称信号项的自相关值；步骤2：首先，计算自相关值间的自相关后求和，得到用于pss检测的统计检测量；步骤3：根据pss检测统计量的峰值得到时间偏移量的估计值和载波频率偏移估计值，从而获得了符号同步，完成同步检测。之后，用户终端可以利用步骤3中获得的时间偏移量的估计值和载波频率偏移估计值，对接收信号进行时间同步和载波频率偏移补偿。最后，通过计算载波频率偏移补偿后的接收信号与发送主同步信号之间的互相关，以确定基站所发送主同步信号序列的序号。

理论分析和仿真结果表明，相比现有主同步信号检测与同步方法，本发明所提出的主同步信号检测与同步方法不受载波频率偏移的影响，且在低信噪比时同样具有优良的主同步信号检测与同步性能。此外，本发明的同步检测方法具有较低的计算复杂度，易于实现。可见，本发明不仅适用于手机这样的普通的移动通信终端，而且适用于要求功耗低且功能简单(晶振精度差而导致较大的载波频率偏移)的物联网设备(例如传感器)。

众所周知，含循环前缀的主同步信号时域接收基带信号r(n)可表示为：

其中，su(n)为基站端发送的主同步信号(pss)，在lte系统中为zadoff-chu(zc)序列，下标u为根序列的序号。此外，h(k)为具有m个多径的信道响应函数，m为多径信道的时延长度，θ表示需要估计的时间偏移量，ε为接收信号中的归一化载波频率偏移，z(n)为加性噪声。但是，主同步信号r(n)中的时间偏移量θ和载波频率偏移ε是未知的，需要进行估计。估计时间偏移量θ之前，需要检测同步信号。本发明将主同步信号的时域对称性和循环前缀的对称特性相结合，提出基于两次滑动自相关的方法来进行主同步信号检测，称为cp增强型自相关-自相关pss检测方法。

为便于分析，假设信道为awgn信号。假设ofdm符号的长度为n，循环前缀cp的长度为ncp，包含循环前缀cp的pss接收信号形式如下式(28)所示。

假设pss的时间同步点为m，那么式(28)可表达为：

结合上式及图2，包含循环前缀cp的pss接收序列，其总长为n+ncp。pss接收序列包括两部分：第一部分接收信号是长度为n的序列，表示为r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…，r(m+n/2-1)与r(m+n/2+1)，…，r(m+n-2)，r(m+n-1)；第二部分接收信号是对应于循环前缀(cp)部分的长度为ncp的序列，表示为r(m-ncp)，…，r(m-1)。在ofdm系统中，cp是将ofdm符号末端的ncp项复制到最前面而形成的。

第一部分接收信号，即r(m)，r(m+1)，…，r(m+n/2)，…，r(m+n-1)常规的时域上接收到的pss接收信号部分，除去第1点和n/2点外，pss接收信号在时域具有关于第n/2项(即r(m+n/2))具有对称性。也就是说，r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…，r(m+n/2-1)与r(m+n/2+1)，…，r(m+n-2)，r(m+n-1)是关于r(m+n/2)逐点对称的。

包含循环前缀的pss接收信号中的第二部分接收信号，即循环前缀接收信号部分，为r(m-ncp)，…，r(m-1)。而且，r(m-ncp)，…，r(m-1)与r(m+1)，…，r(m+ncp)是关于r(m)逐点对称的。

本发明所提供的cp增强型自相关-相关pss检测方法包括以下步骤1和步骤2。进一步，利用检测到的主同步信号进行同步，包括以下步骤3到步骤5。

步骤1：计算基于两次滑动相关的主同步信号pss的统计检测量

假设同步位置为m，接收信号为r(m-ncp)，…，r(m-1)，r(m)，r(m+1)，…，r(m+n-1)。计算主同步信号pss统计检测量p(m,θ)的具体步骤如下：

(1)首先，计算各时域对称项的第一次自相关函数(第一部分一次自相关函数qpss(m,θ,j))：

qpss(m,θ,j)＝r^*(m+j)·r(m-j+n)，j＝1,2,…,n/2-1(30)

具体而言，当滑动相关量m等于时间偏移量θ，即m＝θ时，第一部分接收信号r(m)，r(m+1)，r(m+2)，…r(m+n/2-1)与r(m+n/2+1)，…r(m+n-2)，r(m+n-1)是关于r(m+n/2)(第一对称中心)逐点对称的，所以，可以按照如下公式计算各对称点的时域对称项的自相关函数，得到第一部分一次自相关函数：

…

(2)然后，计算各循环前缀(cp)对称项的第一次自相关函数(第二部分一次自相关函数qcp(m,θ,i))：

qcp(m,θ,i)＝r^*(m-i)·r(m+i)，i＝1,2,…,ncp

具体而言，当滑动相关量m等于时间偏移量θ，即m＝θ时，第二部分接收信号是关于第二对称中心对称的，即，r(m-ncp)，…，r(m-1)与r(m+1)，…，r(m+ncp)是关于r(m)(第二对称中心)逐点对称的。因此，可按下式计算各对称点的自相关函数：

…

(3)对第一部分一次自相关函数以及第二部分一次自相关函数进行二次相关，分别得到第一部分二次自相关函数以及第二部分二次相关函数。

由上可知，以上各式中的指数项都包含了归一化频偏ε和pss数据的长度n，因此需要进一步消除指数项中的n。而且，当滑动相关量m等于时间偏移量θ，即m＝θ时，第一部分一次自相关函数qpss(m,θ,j)关于第n/4项(对称中心)是逐点对称的。

为此，当滑动相关量m等于时间偏移量θ，即m＝θ时，对上述具有n/2-1项的第一部分一次自相关函数再进行自相关运算，得到第一部分二次自相关函数，具体如下：

…

对上述具有ncp项的第二部分一次自相关函数与第一部分一次自相关函数再进行相关运算，得到如下第二部分二次相关函数，具体如下：

如式(43)所示，循环前缀部分的接收信号的二次相关函数是第二部分一次自相关函数qcp(m,θ,i)与第一部分一次自相关函数qpss(m,θ,i)的相关函数。

(4)最后，基于二次相关函数，计算pss接收信号的统计检测量p(m,θ)。

如下式(44)，将第一部分二次自相关函数加上第二部分二次相关函数，得到pss接收信号的统计检测量p(m,θ)。

步骤2：pss检测

当滑动量m等于时间偏移值θ时，式(44)中|p(m,θ)|的模值达到最大。|p(m,θ)|的最大值可估计如下：

因此，当检测到|p(m,θ)|的一个峰值，并且该峰值大于某一预定的门限值λ，则可认为检测到了主同步信号。

之后，可以进入步骤3，利用本发明的同步信号检测方法检测到的主同步信号，进行时偏与载波频率偏移估计及补偿。

可以理解，利用本发明的同步信号检测方法，检测到主同步信号之后中，也可以使用不同于步骤3～步骤5的其他的时偏与载波频率偏移估计及补偿方法。

步骤3：时偏与载波频率偏移估计

时间偏移值估计为|p(m,θ)|最大时的m值，具体如下：

式中，为pss在时域的起始点。然后，由的相位值即可估计载波频率偏移如下：

步骤4：pss的时间同步与载波频率偏移补偿

利用步骤2中的时间偏移值估计量对式(27)中接收信号r(n)进行同步，并使用载波频率偏移估计值对接收信号r(n)进行相位补偿。在高斯信道假设下，即式(28)中接收信号r(n)经过时间同步和载波频率偏移补偿后得到：

步骤5：确定主同步信号序列的序号

通过计算经过时间同步与载波频率偏移补偿后式(48)中与发送序列su(k)之间的互相关来确定所发送主同步信号序列的序号u，具体如下：

最后，分析一下本发明的计算复杂度。对于各m值，计算一次自相关函数项需要(n/2-1+ncp)次复数乘法(cm)，计算二次自相关函数需要n/4-1+ncp次复数乘法(cm)和n/4+ncp-3次复数加法(ca)。所以，本发明所提供的算法总的复杂度为n(3n/4+2ncp-2)次复数乘法(cm)和n(n/4+ncp-3)次复数加法(ca)。可见，本发明中的新型主同步信号序列发送方法，及相应的时间同步方法和载波频率偏移估计方法，能极大地提高pss同步信号的检测性能和载波频率偏移估计性能。而且，该方法的计算复杂度较低，且易于实现。

最后，比较一下本发明的检测方法与现有方法的效果。此外，相比于前述现有自相关－自相关pss检测与同步算法，此外，本发明具有较低的计算复杂度，且易于实现。所以，本发明特别适用于价格低廉和功能简单的物联网设备(如晶振精度差的传感器)。

综上所述，相比现有方法，本发明具有如下优势：

(1)相比于基于匹配滤波的pss检测与同步方法，本发明不受载波频率偏移的影响，有效地提高了检测信噪比，从而提高了低信噪比情况下的pss检测与同步性能。

具体而言，基于匹配滤波的pss检测与同步方法受载波频率偏移ε的影响很大。而且，当载波频率偏移ε较大时，基于匹配滤波pss检测与同步方法的检测性能将变得很差。相比之下，本发明所提出的方法由于采用滑动自相关技术来进行主同步信号的检测与同步，故其检测性能不受载波频率偏移ε的影响。而且，本发明对接收信号进行同步与载波频率偏移补偿之后才确定所发送主同步信号序列的序号，由此可知在确定pss的序号时不受载波频率偏移ε的影响。

(2)相比于现有的两种自相关方法，本发明利用了更多的对称信息来计算用于pss检测的检测统计量，从而有效地提高了pss的检测性能，故在低信噪比条件下具有更好的检测性能。

(3)此外，本发明具有较低的计算复杂度，使之易于实现，适用于物联网等环境。

下面的表1汇总了本发明与现有方法的性能比较。

表1：本发明与现有方法的比较

另外，根据仿真结果可以看出，本发明具有如下优势：

(1)在载波频率偏移对检测性能的影响方面，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方法对载波频率偏移很敏感，当载波频率偏移变大时将无法定时。本发明所提供的技术方案则通过基于滑动自相关技术消除了载波频率偏移对检测性能的影响，因此对载波频率偏移不敏感。

(2)在低信噪比时的检测性能方面，本发明所提供的技术方案的检测性能优于现有的基于自相关-自相关的pss检测方法和基于互相关-自相关的pss检测方法。而且，之前的理论分析表明本发明所提供的技术方案的计算复杂度只有基于互相关-自相关的pss检测方法的1/6，略微高于基于自相关-自相关的pss检测方法的计算复杂度。

在循环前缀对检测性能的影响方面，本发明所提供的技术方案在基于互相关-自相关的pss检测方法的基础上，进一步利用了循环前缀的信息来计算检测统计量，因而其性能优于基于互相关-自相关的pss检测方法。而且，随着cp长度的增加，本发明所提供的技术方案的检测性能将变好。

下面通过仿真来验证本发明cp增强型pss检测方法的性能，并与现有方法进行比较。仿真中，采用lte系统中根序列μ＝25的主同步信号序列(占用频带中心的62个子载波)，ifft的长度为n＝512。此外，假设时域样本点长度为l＝512，且主同步信号的时域起始点的位置为θ＝257。下面先给出awgn信道下的仿真结果，然后给出典型多径信道(如pesestrianchannelb，6径)下的仿真结果。

a.awgn信道下的仿真结果

(a)载波频率偏移ε对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证载波频率偏移对本发明的pss检测与同步性能的影响。仿真中，snr＝10db，ofdm符号的子载波个数n＝512，循环前缀的长度ncp＝64，pss根序列序号u＝25，δf＝15khz为子载波间隔。图4中给出了ε＝0.1δf时各种方法的统计检测量，图5中则给出了ε＝1.8δf时各种方法的统计检测量。由图4和图5可知，当载波频率偏移ε＝0.1δf时，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案能给出很好的检测与同步性能，但当ε＝0.8δf时其时间同步位置远离真实的同步位置，故即使snr很高时也无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对载波频率偏移很敏感。

不同于匹配滤波(mf)检测方案，其他3种pss检测与同步方法(包括本发明的方法)在载波频率偏移大或小时都能进行检测与同步，即其检测性能不受载波频率偏移的影响。但是，基于自相关-自相关的pss检测与同步方案的主峰值与次峰值的差别很不明显。相比其他2种现有方案，无论载波频率偏移大或小，本发明的主峰比次峰的区别更加明显，故具有更好的pss检测与同步性能。因此，本发明优于现有的基于自相关-自相关的pss检测方案和基于互相关-自相关的pss检测方案。

(b)信噪比(snr)对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证本发明在不同信噪比(snr)下的pss检测与同步性能。仿真中，循环前缀的长度ncp＝64，pss根序列序号u＝25，δf＝15khz为子载波间隔，载波频率偏移ε＝1.8δf。图6给出了snr＝3db时各种方法的统计检测量。由图6可知，当snr＝3db时，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案在ε＝0.8δf时，其时间同步位置远离真实的同步位置，故无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对频偏很敏感。

不同于匹配滤波(mf)检测方案，其他3种pss检测与同步方法(包括本发明)对载波频率偏移不敏感。但是，由图5和图6可知，当信噪比降低时，基于自相关-自相关的pss检测方案的性能将变差，几个峰值将变得差不多，因而变得无法确定时间同步位置。相比基于互相关-自相关的pss检测方案，本发明所提供的技术方案的主峰值与次峰值的区别更加明显，因而检测性能将更好。可见，本发明的pss检测与同步方案具有更好的检测性能。

(c)循环前缀cp长度对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证本发明在不同cp长度时的检测与同步性能。仿真中，snr＝10db，，ofdm符号的子载波个数n＝512，pss根序列序号u＝25，子载波间隔δf＝15khz，载波频率偏移ε＝2.8δf。图7给出了循环前缀长度ncp＝40时各种方法的统计检测量，图8给出了循环前缀长度ncp＝80时各种方法的统计检测量，图9则给出了ncp＝120时各种方法的统计检测量。

由图7和图8可知，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案在ε＝0.8δf时，无论cp长度如何变化，其时间同步位置远离真实的同步位置，故无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对频偏很敏感。

相比基于自相关-自相关的pss检测方案和基于互相关-自相关的pss检测方案，本发明所提供的技术方案的主峰值与次峰值的区别更加明显，因而其检测性能将更好。而且，当cp长度增加时，在相同信噪比条件下本发明的主峰值变得更加明显。因此，当cp长度增加时，本发明所提供的技术方案的pss检测性能将变好。

b.多径信道(如pedestrianchannelb，6径)下的仿真结果

(a)载波频率偏移ε对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证载波频率偏移对本发明的pss检测与同步性能的影响。仿真中，snr＝10db，ofdm符号的子载波个数n＝512，循环前缀的长度ncp＝64，pss根序列序号u＝25，δf＝15khz为子载波间隔。图10中给出了ε＝0.1δf时各种方法的统计检测量，图11中则给出了ε＝0.8δf时各种方法的统计检测量。由图10和图11可知，当载波频率偏移ε＝0.1δf时，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案能给出很好的检测与同步性能，但当ε＝0.8δf时其时间同步位置远离真实的同步位置，故即使snr很高时也无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对载波频率偏移很敏感。

不同于匹配滤波(mf)检测方案，其他3种pss检测与同步方法(包括本发明)在载波频率偏移大或小时都能进行检测与同步，即其检测性能不受载波频率偏移的影响。但是，基于自相关-自相关的pss检测与同步方案的主峰值与次峰值的差别很不明显。相比其他2种现有方案，无论载波频率偏移大或小，本发明的主峰比次峰的区别更加明显，故具有更好的pss检测与同步性能。因此，本发明优于现有的基于自相关-自相关的pss检测方案和基于互相关-自相关的pss检测方案。

(b)信噪比(snr)对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证本发明在不同信噪比(snr)下的pss检测与同步性能。仿真中，循环前缀的长度ncp＝64，pss根序列序号u＝25，δf＝15khz为子载波间隔，载波频率偏移ε＝1.8δf。图12给出了snr＝7db时各种方法的统计检测量。由图12可知，当snr＝7db时，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案在ε＝1.8δf时，其时间同步位置远离真实的同步位置，故无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对频偏很敏感。

不同于匹配滤波(mf)检测方案，其他3种pss检测与同步方法(包括本发明)对载波频率偏移不敏感。但是，由图11和图12可知，当信噪比降低时，基于自相关-自相关的pss检测方案的性能将变差，几个峰值将变得差不多，因而变得无法确定时间同步位置。相比基于互相关-自相关的pss检测方案，本发明所提供的技术方案的主峰值与次峰值的区别更加明显，因而检测性能将更好。可见，本发明具有更好的检测性能。

(c)循环前缀cp长度对pss检测与同步性能的影响

在本小节中，将验证本发明在不同cp长度时的检测与同步性能。仿真中，snr＝10db，，ofdm符号的子载波个数n＝512，pss根序列序号u＝25，子载波间隔δf＝15khz，载波频率偏移ε＝2.8δf。图13给出了循环前缀长度ncp＝40时各种方法的统计检测量，图14给出了循环前缀长度ncp＝80时各种方法的统计检测量，图15则给出了循环前缀长度ncp＝120时各种方法的统计检测量.

由图13、图14和图15可知，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案在ε＝0.8δf时，无论cp长度如何变化，其时间同步位置远离真实的同步位置，故无法完成同步。可见，基于匹配滤波(mf)的pss检测与同步方案对频偏很敏感。

相比基于自相关-自相关的pss检测方案和基于互相关-自相关的pss检测方案，本发明所提供的技术方案的主峰值与次峰值的区别更加明显，因而其检测性能将更好。而且，当cp长度增加时，在相同信噪比条件下本发明的主峰值变得更加明显。因此，当cp长度增加时，本发明所提供的技术方案的pss检测性能将变好。

本发明还提供一种终端，能够使用前述针对面向具有对称性的同步信号的检测方法。该终端可以是手机这样具有较强信号处理能力的终端，也可以传感器等信号处理能力不强的终端。所述终端具有信号处理单元，用于检测同步信号。

该终端的信号处理单元获取pss同步信号的接收信号用于同步检测，所述接收信号包括长度为n的第一部分接收信号和长度为ncp的第二部分接收信号；并且，第一部分接收信号关于第一中心点对称，所述第二部分接收信号关于第二中心点对称。

然后，信号处理单元对所述接收信号进行自相关计算。具体而言，对第一部分接收信号进行所述自相关计算，得到第一部分一次自相关函数，并且对第二部分接收信号进行所述自相关计算，得到第二部分一次相关函数；接着，对第一部分一次自相关函数进行二次相关计算，得到第一部分二次自相关函数；并且对第二部分一次自相关函数进行二次相关计算，即将第二部分一次自相关函数与第一部分一次自相关函数作相关计算，得到第二部分二次相关函数。最后将所述第一部分二次自相关函数与所述第二部分二次相关函数相加得到检测值。信号处理单元利用所述检测值对接收信号进行时间偏移和载波频偏的补偿，之后确定主同步信号序列的序号。

上面对本发明所提供的面向具有对称性的同步信号的检测方法、同步方法及终端进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质精神的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。