微波光子镜频抑制混频方法及装置与流程

本发明涉及一种混频方法，尤其涉及一种微波光子镜频抑制混频方法及装置，属于微波光子学技术领域。

背景技术：

微波混频器作为微波系统中最常用的器件之一，其灵活度、线性度、高频宽带的特性一直是多功能系统应用的迫切需要。而传统基于电子的微波混频器往往具有可重构性难、信号失真大、工作带宽窄、工作频率低、射频和本振泄露难以抑制等缺点。为满足不同系统的应用需求，亟待解决微波混频器的灵活可重构性、高频宽带线性变频特性。

光子技术作为有效解决该问题的方法之一，已经展露出其在高频宽带、高线性、抗电磁干扰方面得天独厚的优势。但高线性低杂散混频作为近年来广泛研究的热点，仍急需突破。对于混频中杂散分量的来源主要有两种：一种是混入信号的杂散分量被当做待变频量与本振进行混频作用产生的，典型代表为镜频分量。另一种是由于信号分量之间的相互混频产生的，例如：信号与光载波拍频产生的射频泄露、信号与镜频分量拍频产生的二倍中频信号等。然而目前只对杂散分量中的镜频分量、射频和本振泄露分量有过讨论。(z.z.tang,ands.l.pan,"acompactimage-rejectandsingle-sidebandmixerwithsuppressionofloleakagebasedonadual-polarizationdual-drivemach-zehndermodulator,"intheavionicsandvehiclefiber-opticsandphotonicconferenceandtheinternationaltopicalmeetingonmicrowavephotonics2016(avfop&mwp2016),oct.31-nov.3,2016,longbeach,california,usa)而其他杂散分量则无人报道，比如由镜频和信号产生的二倍中频分量，而该二倍中频分量在宽带信号混频时，将会严重混叠进入中频信号中，并且无法在频域将其分开。

另一方面，信号的调制格式往往被限定以满足杂散的抑制或者变频效率的提高。由于需要防止本振以及射频泄露，往往要求对待变频信号实施载波抑制的单边带调制，而该调制格式对调制器的载波抑制比提出了较为苛刻的要求，常常需要配合滤波器这一限制信号带宽的器件来辅助实现(berceli,t."newmethodsforsubcarriertypeopticalreceptionapplyingnewsinglesidebandoptical-microwavemixers."microwavesymposiumdigest,1994.ieeemtt-sinternationalieee,1994:1125-1128vol.2.)；另外，为提高变频效率，双边带调制格式也被提出(chanehw,minasianra."microwavephotonicdownconverterwithhighconversionefficiency,"journaloflightwavetechnology,2012,30(23):3580-3585.)，同样，该方案依然需要滤波器来抑制载波去防止本振、射频泄露，另外其还会产生2倍的射频和2倍本振分量。

目前，尚无一种方案能实现对信号调制格式无限定，且能够实现多种杂散抑制的线性镜频抑制混频，特别是对2倍中频杂散信号的抑制混频。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于克服现有技术步不足，提供一种微波光子镜频抑制混频方法及装置，可实现各个调制格式下的多杂散抑制的线性混频功能，具有灵活度高、转换效率高、线性度高、高频宽带、多种杂散同时抑制的优点。

本发明具体采用以下技术方案解决上述技术问题：

微波光子镜频抑制混频方法，将待混频的射频信号和本振信号分别调制至光域，得到光载射频信号和光载本振信号；将光载射频信号/光载本振信号分为四路，并将这四路光信号分别相移θ1、θ2、θ3、θ4后与光载本振信号/光载射频信号分别耦合，然后将耦合后的四路光信号分别转换为电信号，最后将这四路电信号分别相移后耦合在一起，得到混频信号；相移θ1、θ2、θ3、θ4所满足的关系为：θ2＝θ1+π+2πn1，θ3＝θ1+π/2+2πn2，θ4＝θ1+3π/2+2πn3，其中ni(i＝1,2,3)为整数；相移所满足的关系为：其中ki(i＝1,2,3)为整数。

以上技术方案对射频信号的调制格式无限制，优选地，采用以下任意一种调制形式将待混频的射频信号调制至光域：单边带调制、双边带调制，载波抑制双边带调制，载波抑制单边带调制。

微波光子镜频抑制混频装置，包括：

电光调制模块，用于将待混频的射频信号和本振信号分别调制至光域，得到光载射频信号和光载本振信号；

光相位耦合模块，用于将光载射频信号/光载本振信号分为四路，并将这四路光信号分别相移θ1、θ2、θ3、θ4后与光载本振信号/光载射频信号分别耦合，相移θ1、θ2、θ3、θ4所满足的关系为：θ2＝θ1+π+2πn1，θ3＝θ1+π/2+2πn2，θ4＝θ1+3π/2+2πn3，其中ni(i＝1,2,3)为整数；

光电转换模块，用于将光相位耦合模块输出的耦合后的四路光信号分别转换为电信号；

电相位耦合模块，用于将这四路电信号分别相移后耦合在一起，得到混频信号，相移所满足的关系为：其中ki(i＝1,2,3)为整数。

优选地，所述电光调制模块包括第一电光调制器和第二电光调制器；第一电光调制器用于将待混频的射频信号调制至光域，得到光载射频信号；第二电光调制器用于将本振信号调制至光域，得到光载本振信号；第二电光调制器为载波抑制的单边带调制器。

或者，所述电光调制模块包括：

光源，用于输出光载波；

偏振调制器，用于将本振信号调制于所述光载波上；

光滤波器，用于滤除偏振调制器所输出电光调制信号中的一个边带，输出包含光载波和另一个边带的光信号；

偏振分束器，用于将光滤波器所输出光信号中的光载波和边带分离出来，分离出的边带即为光载本振信号；

电光调制器，用于将射频信号调制于偏振分束器所分离出的光载波上，得到光载射频信号。

又或者，所述电光调制模块包括：

锁模激光器，其输入端注入本振信号，用于产生梳齿间隔为本振频率的光频梳；光分束器，用于将所述光频梳分为两路；

第一光滤波器，用于从其中一路光频梳中选择出频率为光载波频率的频率分量；

第二光滤波器，用于从另外一路光频梳中选择出频率为光载波频率与本振频率之和的频率分量，该频率分量即为光载本振信号；

电光调制器，用于将射频信号调制于第一光滤波器所输出的频率为光载波频率的频率分量上，输出光载射频信号。

优选地，所述光相位耦合模块为90°光混频器。

优选地，所述光电转换模块为四个光电探测器。或者，所述光电转换模块为两个平衡探测器，其中一个平衡探测器的两个输入端分别接相移θ1、θ2的两路光信号，另外一个平衡探测器的两个输入端分别接相移θ3、θ4的两路光信号；所述电相位耦合模块为90°微波电桥，其两个输入端分别连接所述两个平衡探测器的输出端。

优选地，所述电相位耦合模块为四相位耦合器。

相比现有技术，本发明技术方案具有以下有益效果：

1、本发明避免了对待混频射频信号调制格式的限定，实现方式灵活多变，杂散抑制不依赖信号各边带抑制比，大幅降低了装置的复杂度和成本；

2、本发明克服了已有微波光子镜频抑制混频难以抑制二阶混频成分等杂散的缺陷，使得来源于调制信号自身的相互拍频分量均被抑制。另外，在抑制多种杂散分量(本振、射频泄露分量、镜频分量、二倍中频分量)的同时，实现了变频效率的最大化。

附图说明

图1为本发明微波光子镜频抑制混频装置的结构原理示意图；

图2为本发明微波光子镜频抑制混频装置的实施例一的结构示意图；

图3为本发明微波光子镜频抑制混频装置的实施例二的结构示意图；

图4给出了实施例一在信号为载波抑制的单边带调制格式下，输入射频信号为16ghz,功率为13dbm,镜频成分(14ghz)功率为13dbm时的光载射频信号的光谱图。

图5为实施例一在信号调制格式为载波抑制单边带时，本振信号为15ghz，功率为8dbm时，光载本振的光谱图。

图6为在信号调制格式为载波抑制单边带时，在图4(射频信号：16ghz,13dbm；镜频成分：14ghz，13dbm)与图5(本振：15ghz，8dbm)输入条件下时，基于实施例一的混频输出；

图7为在信号调制格式为载波抑制单边带时，与图6在同等输入条件(射频信号：16ghz,13dbm；镜频成分：14ghz，13dbm；本振：15ghz，8dbm)下，基于传统镜频抑制混频装置得到的混频输出；

图8为在信号调制格式为载波抑制单边带时，只有射频信号(16ghz，13dbm)和本振信号(15ghz,8dbm)时，基于实施例一的混频输出。

图9为在信号调制格式为载波抑制单边带时，只有镜频成份(14ghz，13dbm)和本振信号(15ghz,8dbm)时，基于实施例一的混频输出。

图10给出了在信号调制格式为单边带时，实施例一在输入射频信号为16ghz,功率为11dbm,镜频成分(14ghz)功率为11dbm时的光载射频信号的光谱图。

图11为在信号调制格式为单边带时，实施例一在输入本振信号为15ghz，功率为8dbm时，光载本振的光谱图。

图12为在信号调制格式为单边带时，在图10(射频信号：16ghz,11dbm；镜频成分：14ghz，11dbm)与图11(本振：15ghz，8dbm)输入条件下时，基于实施例一的混频输出；

图13为在信号调制格式为单边带时，与图12(射频信号：16ghz,11dbm；镜频成分：14ghz，11dbm；本振：15ghz，8dbm)在同等输入条件下，基于传统镜频抑制混频装置得到的混频输出；

图14为在信号调制格式为单边带时，只有射频信号(16ghz，11dbm)和本振信号(15ghz,8dbm)时，基于实施例一的混频输出。

图15为在信号调制格式为单边带时，只有镜频成份(14ghz，11dbm)和本振信号(15ghz,8dbm)时，基于实施例一的混频输出。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案进行详细说明：

本发明微波光子镜频抑制混频装置，其结构原理如图1所示，包括：电光调制模块(图1中的电光调制模块由第一、第二电光调制器构成)，用于将待混频的射频信号和本振信号分别调制至光域，得到光载射频信号和光载本振信号；光相位耦合模块，用于将光载射频信号/光载本振信号分为四路，并将这四路光信号分别相移θ1、θ2、θ3、θ4后与光载本振信号/光载射频信号分别耦合，相移θ1、θ2、θ3、θ4所满足的关系为：θ2＝θ1+π+2πn1，θ3＝θ1+π/2+2πn2，θ4＝θ1+3π/2+2πn3，其中ni(i＝1,2,3)为整数；光电转换模块，用于将光相位耦合模块输出的耦合后的四路光信号分别转换为电信号；电相位耦合模块，用于将这四路电信号分别相移后耦合在一起，得到混频信号，相移所满足的关系为：其中ki(i＝1,2,3)为整数。

为便于公众理解，对本发明的实现原理进行说明如下：

假设第一电光调制器产生了一个频率为ωc+ωs的待混频的光信号，其中ωc为光载波角频率，而ωs为加载的射频信号角频率，另外射频信号被混入频率为ωz的杂散。此时，第一电光调制器输出光场可表示为：

e1(t)∝azexpj(ωct+ωzt)+a1expj(ωct+ωst)(1)

其中az为杂散边带的幅度，a1为信号边带的幅度。

而假设第二电光调制器产生了一个频率为ωc+ωl的光本振，其中ωl为本振角频率。其输出光场可表示为

e2(t)∝b1expj(ωct+ωlt)(2)

其中b1为光载本振信号的幅度。

将上式(1)、(2)的光载射频信号与光载本振信号分别注入到光相位耦合模块得：

4路光载本振信号在光相位耦合模块中经历不同相移后与光载射频信号分别耦合，其中θ1、θ2、θ3、θ4分别表示4路光载本振信号的相移。当然，也可将光载射频信号分为四路分别进行相移后与光载本振信号分别耦合，原理是一样的。

以上4路耦合信号分别进入光电转换模块进行pd探测，当杂散频率ωz<ωl，可得电信号为：

四路电信号在电相位耦合模块中经过不同相移后被耦合为一路，输出表达式为：

其中分别表示4路电信号在电相位耦合模块中经历的不同相移。为使上式(5)中杂散所在项被抑制，而混频项要求最大输出，则要求满足以下条件：

要满足上式(6)中的第一个条件，即抑制杂散项与信号之间的拍频。则为两对相位相差π的相位延时。不妨设(其中k1、k2均为整数)。同理，要满足上式(6)中的第二个条件，即抑制杂散项与本振之间的拍频，则为两对相位相差π的相位延时。另外，为了使混频效率最高，则要求混频项输出功率最大，即要求四路的混频项均为同相输出。则满足(ni,i＝1,2,3,4均为整数)。

综上，可将(6)式需满足的条件总结为：

此时，对应的最终输出为：

从上式可以看出，最终输出的信号中仅包含待转换的射频信号变频后的输出分量(ωs-ωl)，而对于所有杂散分量ωz(ωz<ωl)，均实现了抑制，并且混频输出项以最大项输出。特别地，当ωz＝2ωl-ωs时，杂散ωz代表镜频分量；若ωz＝0，表示系统存在光载波分量ωc，此时杂散分量与信号以及本振的拍频项分别代表的是射频和本振的泄露；若ωz＝-ωs时,表示此时存在信号的负一阶边带，此时为双边带调制格式。上述分析表明，该混频装置具有抑制多种杂散分量，且调制格式(双边带、单边带、载波抑制或非抑制的调制格式)灵活多变的能力，另外，变频效率以最大值输出。由此，实现了线性微波光子镜频抑制混频。

上述装置的具体构建形式多种多样，例如，可如图1一样利用两套电光调制器分别实现射频信号和本振信号的调制，也可采用其它方式实现。光相位耦合模块可利用若干光分束器和四根不同长度的延时线搭建而成，也可采用现有的其它方式，比如90°光混频器。电相位耦合模块可使用多个单通道微波相移器和耦合器搭建而成，也可直接使用一个四相位耦合器。

为了公众更好地理解，下面以两个优选实施例来进一步说明本发明技术方案。

实施例一：

如图2所示，本实施例的混频装置包括光源(连续波激光器)、偏振调制器、光滤波器、偏振分束器、双平行调制器、90°光混频器、两个平衡探测器、90°微波电桥。

连续波激光器输出的光载波ωc注入偏振调制器，待混频的本振信号ωl通过偏振调制器调制在光载波上，输出信号注入光滤波器，光滤波器输出包含载波和上边带的光信号。该光信号经过偏振分束器后，光载波和上边带分别从偏振分束器的两个输出口输出。

偏振分束器输出的本振上边带表示为

e1(t)∝b1expj(ωct+ωlt)(9)

其中b1为边带信号的幅度。

偏振分束器输出的光载波输出通过双平行调制器进行射频信号的载波抑制单边带调制(以上边带为例)。调制的射频信号频率为ωs，镜频分量ωj＝2ωl-ωs和射频信号一起调制到双平行调制器上，双平行调制器输出的光场表示为

e2(t)∝a1expj(ωct+ωst)+a1expj(ωct+ωjt)(10)

其中a1为正一阶边带的幅度。双平行调制器输出的信号送入90°光混频器的信号端，偏振分束器输出的本振上边带送入到90°光混频器的本振端。90°光混频器对应的4路相移分别为：θ1＝0°、θ2＝180°、θ3＝90°、θ4＝270°，满足上式(7)所示条件。此时四个光输出端的光场分别表示为

其中e1和e2分别表示90°光混频器的同相输出1和同相输出2，e3和e4分别表示90°光混频器的正交输出1和正交输出2。通过两个平衡探测器分别对同相输出和正交输出进行探测，此处平衡探测器等效于两个光电探测器再加一个180度电桥，即对输入的两个光信号分别进行光电转换后，其中一路引入180度相移后再与另一路耦合后输出。两个平衡探测器输出的电信号分别表示为：

然后将上述两路输出电信号经过90°微波电桥耦合，此处平衡探测器以及90°微波电桥等效的作用是先给四路进行光电探测，然后给四路引入等效相位为：该相移满足上式(7)所示条件。最后的混频输出为：

该结果表明，在信号为载波抑制的单边带调制格式下，最后输出的混频信号中仅有射频信号变频之后的分量(ωs-ωl)，不包含镜频干扰下转换得到的中频分量(ωl-ωj)，也不包含镜频分量与信号之间的相互拍频(ωs-ωj)，从而实现了线性的镜频抑制混频。

另外该实验装置同样可对信号实现单边带调制，通过调节双平行调制器的直流偏压即可。在单边带调制下，式(10)需更改为：

e2(t)∝a0expj(ωct)+a1expj(ωct+ωst)+a1expj(ωct+ωjt)(14)

其中a0,a1分别为载波以及正一阶边带的幅度。下路光载本振不变。此时，对应的90°光混频器的输出为

经过两个平衡探测器后的输出为：

再经由90°微波电桥耦合后，输出结果为：

该结果表明，在信号为单边带调制格式下，最后输出的混频信号中仅有射频信号变频之后的分量(ωs-ωl)，不包含镜频干扰下转换得到的中频分量(ωl-ωj)，也不包含本振(ωl)、射频(ωs)泄露，以及镜频分量与信号之间的相互拍频(ωs-ωj)，从而实现了线性的镜频抑制的混频。

图4给出了信号在载波抑制的单边带调制格式下，输入射频信号为16ghz,功率为13dbm,镜频成分(14ghz)功率为13dbm时的光载射频信号的光谱图。图5展示的是在信号载波抑制单边带调制格式下，本振信号为15ghz，功率为8dbm时，光载本振的光谱图。

基于本装置下载波抑制的单边带调制格式的混频输出由图6给出，可以看到输出仅有射频信号的混频输出(1ghz),而镜频和射频信号的拍频输出成分(2ghz)被抑制了63db。

图7为和图6同样输入条件下，基于传统镜频抑制混频装置得到的输出，可以看到输出不仅有射频信号的混频输出(1ghz),而且包括镜频和射频信号的拍频输出成分(2ghz)。对比图6和图7，表明本发明的混频装置可以很好地抑制镜频和射频信号拍频等杂散分量，另外输出的混频功率有明显提高，有效实现了高效率线性混频。

为验证镜频抑制效果，图8和图9为在信号载波抑制单边带调制格式下，分别只有射频信号(16ghz，13dbm)和只有镜频成份(14ghz，13dbm)输入时，本装置的混频输出。对比射频信号的混频输出和镜频信号的混频输出，实现了46.6db的镜频抑制比。

图10给出了信号单边带调制格式下，输入射频信号为16ghz,功率为11dbm,镜频成分(14ghz)功率为11dbm时的光载射频信号的光谱图。图11展示的是在信号单边带调制格式下，本振信号为15ghz，功率为8dbm时，光载本振的光谱图。

基于本装置的信号单边带调制格式的混频输出由图12给出，可以看到输出仅有射频信号的混频输出(1ghz),而镜频和射频信号的拍频输出成份(2ghz)、射频泄露分量(16ghz)、镜频泄露分量(14ghz)抑制比接近60db，本振的抑制比达到46.3db。

图13为和图12同样输入条件下，基于传统镜频抑制混频装置得到的输出，虽然其对本振泄露有一定的抑制作用，但依然可以看到其输出不仅有射频信号的混频输出(1ghz),而且包括镜频和射频信号的拍频输出成分(2ghz)、以及射频(16ghz)和镜频(14ghz)的泄露成分。对比图12和图13，表明本发明的混频装置在单边带调制格式下，依然可以很好地抑制射频、本振、镜频泄露，还有镜频与射频信号拍频等杂散分量，另外输出的混频功率有明显提高，有效实现了高效率线性混频。

为验证镜频抑制效果，图14和图15为在信号单边带调制格式下。分别只有射频信号(16ghz，11dbm)和只有镜频成分(14ghz，11dbm)输入时，本装置的混频输出。对比射频信号的混频输出和镜频信号的混频输出，实现了43.8db的镜频抑制比。

实施例二：

如图3所示，本实施例中的混频装置包括：锁模激光器、光分束器、光滤波器1、光滤波器2、马赫-曾德尔调制器、光相位耦合模块、由四个光电探测器构成的光电探测器阵列(即光电转换模块)、四相位耦合器。

首先将频率为ωl的本振信号注入到锁模激光器中，产生梳齿间隔为本振频率的光频梳，然后将其输出通过光分束器分成两路，分别通过光滤波器1和光滤波器2选择出两个频率为ωc和ωc+ωl的频率分量。将频率为ωc的光信号通过马赫曾德尔调制器进行射频信号的双边带调制。调制的射频信号频率为ωs，同时镜频分量ωj＝2ωl-ωs连同射频信号一起调制到马赫曾德尔调制器上，此时对应的马赫曾德尔调制器输出的光场表示为：

其中a-1，a0,a1分别为负一阶边带、载波以及正一阶边带的幅度。下路的光滤波器2输出的频率为ωc+ωl的光信号表示为

e2(t)∝b1expj(ωct+ωlt)(19)

其中b1为本振边带信号的幅度。将马赫曾德尔调制器和光滤波器2输出的信号分别输入到光相位耦合集成芯片的信号端和本振端，该光相位耦合集成芯片是由多个光耦合器以及延时波导集成得到的。此时，该光相位耦合集成芯片的四个输出为：

经过四个光电探测器后，输出结果为：

再经过四相位耦合器可得

当以上相位θ1、θ2、θ3、θ4、满足式(7)中所示条件，可得

该结果表明，在信号为双边带调制格式下，最后输出的混频信号中仍然仅有射频信号变频之后的分量(ωs-ωl)，不包含镜频干扰下转换得到的中频分量(ωl-ωj)，也不包含本振(ωl)、射频(ωs)、镜频(ωj)泄露，以及镜频分量与信号之间的相互拍频(ωs-ωj)，信号的正负一阶边带的拍频(2ωs)、镜频的正负一阶边带拍频(2ωj)。从而实现了线性的镜频抑制的混频。

综上，本发明提供的混频装置实现了调制格式灵活的微波光子线性镜频抑制混频，可实现各个调制格式下的线性镜频抑制混频功能，具有灵活度高、转换效率高、线性度高、高频宽带、多种杂散同时抑制的优点。该微波光子混频器避免了对待混频射频信号调制格式的限定，杂散抑制不依赖信号各边带抑制比，大幅降低了装置的复杂度和成本；同时，该微波光子混频器还克服了镜频抑制混频难以抑制二阶混频成分等杂散的缺陷，提高了杂散抑制度的同时，实现了变频效率最大化。由此实现了线性微波光子镜频抑制混频。这使得本发明可广泛用于相控阵雷达、通信、航空航天和电子对抗等军民用射频系统。