本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种基于扩频码调制ofdm系统的通信方法。
背景技术：
正交频分复用（ofdm）技术因其抗多径衰落能力强、资源分配灵活性高及频域均衡简单等系列优点而被众多国际通信标准采纳为基础性接入技术。ofdm技术将系统信道带宽划分为多个相互正交的子载波，此时高速串行数据流将变为低速并行数据流，增强抗频率选择性衰落能力。当信道质量较差时，系统误码率将会迅速增大，而引入子载波扩频通信技术则可以获得频率分集增益，达到降低误码率的目的。然而在子载波数目不变的情况下，传统ofdm扩频通信系统会导致单次传输的数据符号数目显著下降，即系统频谱利用率降低。
如何提高单用户ofdm扩频通信系统传输速率一直是设计的难题，当扩频码长度较短时，单次传输的数据符号数目虽然可以增加，但获得的分集增益将会下降，导致误码率增大。目前有很多提高ofdm扩频通信系统传输速率的方法，例如增加发射天线，但这一技术方案受限于设备终端物理尺寸和经济成本，使得适用范围缩小。采用叠加编码传输，即将多个数据流通过不同的交织器进行混合叠加传输，然而该方案需要信道编码器协助，且接收端信号检测复杂度非常高，对于实时性要求较高或计算能力较弱的系统并不适合。
技术实现要素：
本发明的目的是解决传统扩频ofdm通信系统传输速率较低的问题，提出一种基于扩频码调制ofdm系统的通信方法,提高系统传输效率,同时兼顾系统传输可靠性。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种基于扩频码调制ofdm系统的通信方法，具体包括如下步骤：
s1、发射端信号处理：信源比特序列经过扩频码调制信号处理单元得到各个子载波频域数据符号，随后由ifft调制变为时域信号，然后实现并串转换，最后插入循环前缀后经射频模块发射；
s2、接收端信号处理：将接收端经射频模块处理后的基带时域信号进行去循环前缀操作，然后依次完成串并转换和fft变换到频域信号，随后将其输入信号检测处理单元；
s3、信号检测处理：信号检测处理单元对收到的信号进行检测，并得到解调比特序列。
进一步的，所述步骤s1中扩频码调制信号处理单元的工作步骤如下：
s11、将子载波按照扩频码长度进行分组，设子载波数目为n，扩频码长度为l，则一共存在g=⌊n/l⌋个分组块，此时单个分组块包含的子载波数目与扩频码长度相等，⌊∙⌋表示向下取整；
s12、将信源比特划分为数字符号调制和扩频码调制两部分，长度分别为t1=glog2m和t2=gf，其中所述m为数字符号调制星座点数目，所述f=⌊log2v⌋为单个分组块中用以扩频码调制的比特数目，所述v为扩频码数目；
s13、针对每个分组块选择数字符号及扩频码，从扩频码调制比特部分选取f个比特映射得到一个扩频码，依据数字调制原理将log2m个信源比特映射为一个数字符号，然后进行扩频操作得到该分组块中所有子载波数据符号。
进一步的，所述步骤s3中信号检测处理单元的工作步骤如下：
s31、数据符号频域均衡，设置当前分组块各子载波上的频域数据为（y1,y2,…,yl），对应的频域信道响应为（h1,h2,…,hl），扩频码序列为（ci,1,ci,2…,ci,l）(1≤i≤v)，在第i个扩频码下的数据判决符号为xi：
xi=q((y1+y2+⋯+yl)/(h1ci,1+h2ci,2+⋯+hlci,l))，
其中,所述q(∙)表示数字解调；
s32、计算欧氏距离，采用第i个扩频码下的欧式距离di为：
di=|(y1+y2+⋯+yl)-(h1ci,1+h2ci,2+⋯+hlci,l)xi|2，
其中，所述|∙|表示绝对值运算符；
s33、选择欧氏距离最小的数字符号和扩频码序号作为最终信号检测结果，即所述最终信号检测结果为
本发明所起到的有益技术效果如下：
与现有技术相比，本发明通过在发射端引入扩频码序列调制，增加了单个分组块传输的信源比特数目，从而提高了系统频谱利用效率；在接收端针对单个分组块首先采用频域数据均衡进行初步判决，而后比较欧氏距离，与最大似然信号检测算法相比可显著降低计算复杂度。
附图说明
图1为本发明用于扩频码调制的ofdm基带系统通信方法原理框图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征更易被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围作出更为清楚的界定。
实施例1：
本实施例提供了一种基于扩频码调制ofdm系统的通信方法，具体包括如下步骤：
s1、发射端信号处理：信源比特序列经过扩频码调制信号处理单元得到各个子载波频域数据符号，随后由ifft调制变为时域信号，然后实现并串转换，最后插入循环前缀后经射频模块发射；
s2、接收端信号处理：将接收端经射频模块处理后的基带时域信号进行去循环前缀操作，然后依次完成串并转换和fft变换到频域信号，随后将其输入至信号检测处理单元；
s3、信号检测处理：信号检测处理单元对收到的信号进行检测，并得到解调比特序列。
上述步骤s1中扩频码调制信号处理单元的具体工作步骤如下：
s11、将子载波按照扩频码长度进行分组，每个分组块包含的子载波数目相同，设子载波数目为n，扩频码长度为l，则一共存在g=⌊n⁄l⌋个分组块，此时单个分组块包含的子载波数目与扩频码长度相等，其中⌊∙⌋表示向下取整。若n=pl+r（p,r均为非负整数）且r不等于零时，那么剩余的r个子载波可不参与分组，常见的分组方式有相邻分组、交织分组和随机分组。
s12、将信源比特划分为数字符号调制和扩频码调制两部分，长度分别为t1=glog2m和t2=gf，其中m为数字符号调制星座点数目，f=⌊log2v⌋为单个分组块中用以扩频码调制的比特数目，v为扩频码数目。数字调制可选用qam或者pam调制方式。当采用16-qam调制方式时，m=16；当log2v不等于整数时，可进行扩频码选择，如当v等于6时，可从中选取4个扩频码序列；
s13、针对每个分组块选择数字符号及扩频码，从扩频码调制比特部分选取f个比特映射得到一个扩频码，依据数字调制原理将log2m个信源比特映射为一个数字符号，然后进行扩频操作得到该分组块中所有子载波数据符号。如某分组块当前的数字符号为1+1i且选择的扩频码序列为[11-1-1]时，那么该分组块扩频后的数据符号为[1+1i1+1i-1-1i-1-1i]。
上述步骤s3中信号检测处理单元的的具体工作步骤如下：
s31、数据符号频域均衡，设置当前分组块各子载波上的频域数据分别为(y1,y2,…,yl)，对应的频域信道响应为(h1,h2,…,hl)，扩频码序列为(ci,1,ci,2,…,ci,l)(1≤i≤v)，则在第i个扩频码下的数据判决符号为xi：
xi=q((y1+y2+⋯+yl)/(h1ci,1+h2ci,2+⋯+hlci,l))，
其中q(∙)表示数字解调，得到原始星座图上欧氏距离最近的星座点。由于扩频码序号调制比特数目为f，因此需要针对2f个扩频码序列分别进行频域均衡；
s32、计算欧氏距离，采用第i个扩频码下的欧式距离di为：
di=|(y1+y2+⋯+yl)-(h1ci,1+h2ci,2+⋯+hlci,l)xi|2，
其中，所述|∙|表示绝对值运算符；
s33、选择欧氏距离最小的数字符号和扩频码序号作为最终信号检测结果，即所述最终信号检测结果为
本实施例针对扩频码调制的ofdm系统通信方法进行了详细介绍，首先在发射端将子载波按照一定的规则进行分组，然后对扩频码序号进行调制，即利用不同的信源比特组合选择扩频码，从而达到提高传输速率的目的；在接收端进行信号检测时以分组块为最小颗粒度，为了降低最大似然检测算法计算复杂度，先要对每个分组块进行频域均衡，其次计算当前扩频码下的欧氏距离，最后从中选择欧氏距离最小的组合作为最终检测结果，达到降低复杂度的目的。本发明通过采用信源比特对不同分组块所用的扩频码进行选择，实现了数据速率的有效提高。
实施例2：
本实施例与实施例1类似，进一步的，为提高系统传输可靠性以降低误码率，上述信源比特序列在进入扩频码调制信号处理单元之前可先进行信道编码，通过加入一定的冗余性以增强信息传输可靠性，然后在接收端加入信道译码操作。常见的信道纠错编码有卷积码、turbo码和ldpc码等。
上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。