本发明涉及移动通信技术领域，尤其是涉及到一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法。
背景技术：
lte是由3gpp组织制定的umts技术标准的长期演进，即目前所说的4g。包括tdd(时分双工)、fdd(频分双工)两种双工模式。应用fdd(频分双工)式的lte即为fdd-lte，fdd模式的特点是在分离的两个对称频率信道上，系统同时进行接收和传送，用保证频段来分离接收和传送信道。tdd模式的特点是在不同时域上来进行接收和传送，接收和传送时域之间存在隔离保护。
介绍lte技术领域常用术语如下：
1、rru：remoterfunit，射频拉远单元
2、lte：longtermevolution，长期演进计划
3、td-lte：timedivisionlongtermevolution，时分长期演进
4、fdd-lte：frequencydivisionduplexlongtermevolution，频分双工长期演进
5、gp：guardperiod，保护时隙
6、pbch：physicalbroadcastchannel，物理广播信道
7、vswr：voltagestandingwaveratio，电压驻波比
8、rl：returnloss，回波损耗
9、cp：cyclicprefix，循环前缀
目前td-lterru驻波比检测比较准确的做法是在上下行保护时隙gp中插入固定常数，然后切换前向、反向开关来采集前向功率和反向功率计算驻波比。该方法虽然保证了td-lte的准确度，但是却占用了上下行保护时隙，实际上缩短了上下行保护时隙，影响lte信号的业务覆盖半径。
fdd-lterru驻波比检测比较准确的做法是通过检测前向功率和对应基带功率以及反向功率和对应基带功率，获取前向功率相对于基带功率增益值和反向功率相对于基带功率增益值，计算出回波损耗值进行驻波比检测，该方法保证了一定精确度，通过精确测量板上时延可以保证采集的基带功率点与前向功率采集点和基带功率点与反向功率采集点对应同一段数据，但在设备批量生产时特别是有硬件设备改版后存在板上时延差异需要重新进行精确测量，且不能同时应用于td-lterru驻波比检测。
技术实现要素：
本申请实施例通过提供一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法，解决了现有技术中不能同时实现td-lte和fdd-lterru的驻波比检测的问题。
本申请实施例提供一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法，包括以下步骤：
步骤1，获取下行信号与前反向链路信号的时延tdl；
步骤2，获取lte无线帧的循环前缀的配置信息，根据循环前缀的配置信息获得pbch信号时长tpb；
步骤3，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为前向；
步骤4，fpga以帧头为基准延时tdl+t1+t2，获取前向信号，数据采集时长为t3；
其中，t1为pbch信号相对于帧头延时，t2为采集偏移时间；
步骤5，fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得到前向功率值pfw；
步骤6，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为反向；
步骤7，以步骤4中的帧头信号为基准延时tdl+10ms+t1+t2，获取反向信号，数据采集时长为t3；
步骤8，同步骤5，读取并转换得到反向功率值pfb；
步骤9，根据步骤5和步骤8获得的前向功率值和反向功率值，获取回波损耗值rl1，rl1＝pfw-pfb；
步骤10，根据回波损耗校准值δrl校准得到实际的回波损耗值rl，rl＝rl1+δrl；
步骤11，根据步骤10所得实际的回波损耗值获取驻波比检测结果。
优选的，步骤2中，所述循环前缀为常规cp或扩展cp，常规cp的pbch信号时长tpb为285.43μs，扩展cp的pbch信号时长tpb为333.36μs。
优选的，步骤4和步骤7中，t2≥20μs，t3≤tpb-2×t2。
优选的，步骤5和步骤8中，根据公式10×log10(power)进行转换，其中power为统计的前向功率或反向功率。
优选的，步骤10中，所述回波损耗校准值δrl的获取方法为，预先使用网络分析仪测试实际端口的驻波比值，并换算为对应的回波损耗值rl2，计算δrl＝rl2-rl1。
优选的，步骤11中，根据步骤10所得实际的回波损耗值获取驻波比检测结果的实现方式为，根据rru预先自建的回波损耗表或驻波比计算公式获得实际的驻波比值。
本发明的目的是提供一种lterru两种制式通用驻波比检测技术：tddlte和fddlte制式虽然帧结构有所不同，但均采用pbch信道传输广播信息，pbch信号在时域上有固定的re资源块发送物理广播信号，频域上则固定在中心频点6个rb进行信号传输，先后从时域上和频域上对pbch信号进行提取，就可以截取到pbch信号进行驻波比统计。采用本方法可以轻松解决检测驻波比不准造成误报的问题，同时保证td-lte及fdd-lte两种制式的rru共用一套方案。
本发明具有下列的优点和积极效果：
1、本技术方案可以保证截取到的前向信号功率、反向信号功率均为固定值，没有波动，因此，可以轻松实现提高检测td-lterru和fdd-lterru驻波比的准确度，而不影响信号质量。
2、本技术方案可以轻松实现提高检测lterru驻波比的准确度的同时，保证td-lte和fdd-lte两种制式共用一套检测方案。
附图说明
为了更清楚地说明本实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一个实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法中下行无线帧和前向/反向无线帧时序关系图。
图2为本发明实施例提供的一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法的流程图。
具体实施方式
本申请实施例通过提供一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法，解决了现有技术中不能同时实现td-lte和fdd-lterru的驻波比检测的问题。
本申请实施例的技术方案为解决上述技术问题，总体思路如下：
一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法，包括以下步骤：
步骤1，获取下行信号与前反向链路信号的时延tdl；
步骤2，获取lte无线帧的循环前缀的配置信息，根据循环前缀的配置信息获得pbch信号时长tpb；
步骤3，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为前向；
步骤4，fpga以帧头为基准延时tdl+t1+t2，获取前向信号，数据采集时长为t3；
其中，t1为pbch信号相对于帧头延时，t2为采集偏移时间；
步骤5，fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得到前向功率值pfw；
步骤6，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为反向；
步骤7，以步骤4中的帧头信号为基准延时tdl+10ms+t1+t2，获取反向信号，数据采集时长为t3；
步骤8，同步骤5，读取并转换得到反向功率值pfb；
步骤9，根据步骤5和步骤8获得的前向功率值和反向功率值，获取回波损耗值rl1，rl1＝pfw-pfb；
步骤10，根据回波损耗校准值δrl校准得到实际的回波损耗值rl，rl＝rl1+δrl；
步骤11，根据步骤10所得实际的回波损耗值获取驻波比检测结果。
本发明从时域上和频域上均对pbch信号进行提取，通过截取到的pbch信号进行驻波比统计，从而解决检测驻波比不准造成误报的问题，同时保证td-lte及fdd-lte两种制式的rru共用一套方案。
为了更好的理解上述技术方案，下面将结合说明书附图以及具体的实施方式对上述技术方案进行详细的说明。
本发明的目的是提供一种lterru两种制式通用驻波比检测技术方案，旨在轻松解决检测驻波比不准造成误报的问题，同时保证td-lte及fdd-lte两种制式的rru共用一套方案。
在td-lte和fdd-lte制式信号中，均采用pbch信道传输广播信息(masterinformationblock)，包含系统带宽、系统帧号、phich(物理harq指示信道)配置信息、天线信息。pbch信号发送周期为40ms，除系统帧号累加变更外其他信息保持不变，40ms内的每10ms内容保持不变。
时域上pbch映射到每1帧的第1个子帧的第2个时隙的前4个ofdm符号，根据cp长度的不同，pbch信号的时长有两种，常规cp配置时pbch信号的时长为285.43μs，扩展cp配置pbch信号时长为333.36μs。频域上pbch信号固定占用6rb即1.08mhz，处于lte信号中心频点。
综上所述，相邻帧的pbch信号在频域和时域上信号幅度都是不变的，我们可以将这一段固定的pbch信号截取出来用于rru的驻波比检测。
具体实施时，本发明可采用软件技术实现流程自动运行。参见图1所示下行无线帧和前向/反向无线帧时序关系，本发明实施例如图2所示，包括以下步骤：
步骤1，测量下行信号与前反向链路信号时延，结果记为tdl。
步骤2，获取lte无线帧的循环前缀(cp)的配置信息，循环前缀包含常规cp和扩展cp，根据两种不同的cp配置信息，得出两种不同pbch信号时长tpb；
其中，常规cp的pbch信号时长tpb为285.43μs，扩展cp的pbch信号时长tpb为333.36μs。
步骤3，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为前向。
步骤4，fpga以帧头为基准延时tdl+t1+t2，获取前向信号，数据采集时长为t3；
即，相对帧头延时tdl+t1+t2，获取前向信号；
其中，t1为pbch信号相对于帧头延时，为常数0.5ms，采集偏移时间t2应大于2倍的系统时钟的漂移时间，可保证采集到的数据均为pbch信号。例如系统指标中时钟保持最恶劣时时钟漂移为10us，则t2≥20us(＝2×10us)。为保证在系统时钟漂移最大时，采集到的信均为pbch信号，则建议采集时间长度t3≤tpb-2×t2。
此外，若测量得出的下行信号与前反向链路信号时延远远小于t2，则实际应用中可以不考虑tdl。
步骤5，fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得出的前向功率值计为pfw。
步骤6，cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为反向。
步骤7，以步骤4中的帧头信号为基准延时tdl+10ms+t1+t，获取反向信号，数据采集时长为t3；
无线帧的帧长为10ms，即，相邻帧相对帧头延时tdl+t1+t2，获取反向信号。
步骤8，fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得出的反向功率值计为pfb。
步骤9，根据步骤5和步骤8所得前向功率值pfw和反向功率值pfb得出回波损耗值rl1，rl1＝pfw-pfb。
步骤10，根据回波损耗校准值δrl校准得到实际的回波损耗值rl，rl＝rl1+δrl；
具体实施可预先使用网络分析仪测试实际端口的驻波比值，换算为对应的回波损耗值rl2。
以网络分析仪测试获取的回波损耗值rl2为真实的回波损耗值，则所述实际的回波损耗rl满足rl＝rl2＝rl1+(rl2-rl1)，计δrl＝rl2-rl1，则rl＝rl1+δrl，预先求取δrl后，在系统正常运行时，可作为配置参数对rru进行配置，rl1实时采集计算获取。
步骤11，根据步骤10所得的实际的回波损耗值查表或计算即可获取实际的驻波比值，即驻波比检测结果。
其中，步骤5和步骤8中，根据公式10×log10(power)进行转换，其中power为统计的前向功率或反向功率。
实施例先执行步骤3、4、5，后执行步骤6、7、8；实际上先执行步骤6、7、8，后执行步骤3、4、5的效果是等同的。
即上述步骤可以按下列顺序进行：
(1)cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为反向。
(2)fpga以帧头为基准延时tdl+t1+t2，获取反向信号，数据采集时长为t3。
(3)fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得到反向功率值pfb。
(4)cpu经过fpga下发信号将反馈链路的开关切换为前向。
(5)以(2)中的帧头信号为基准延时tdl+10ms+t1+t2，获取前向信号，数据采集时长为t3。
(6)fpga通过信号中心频点的1.08m带宽数字滤波器将pbch信号截取出来，读取并转换得到前向功率值pfw。
本发明实施例提供的一种tdd和fddlterru的通用驻波比检测方法至少包括如下技术效果：
本发明从时域上和频域上均对pbch信号进行提取，通过截取到的pbch信号进行驻波比统计，从而解决检测驻波比不准造成误报的问题，同时保证td-lte及fdd-lte两种制式的rru共用一套方案。
最后所应说明的是，以上具体实施方式仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照实例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。