一种HPLC双模高速无线系统前导同步信号生成方法与流程

一种hplc双模高速无线系统前导同步信号生成方法
技术领域
1.本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及hplc双模高速无线系统的前导同步信号生成方法。


背景技术：

2.随着信息技术快速发展以及智能电网、物联网等智慧物联应用的蓬勃发展，智慧物联产业应用呈现多样化，也推动着各种网络通信技术的发展与整合。网络通信技术是当前智慧物联的核心和关键之一。全覆盖、无盲点、稳定可靠的局域网络连接又一直是智慧物联的一大挑战。目前，应用于智慧物联的通信技术主要有电力线载波通信、ieee802.15.4g、zigbee等。
3.然而，由于智能设备的多样化以及应用场景的复杂化，现有的任何单一模式有线(电力线)或射频无线技术在实际应用中都有这样或那样的局限性，多技术混合网络是满足多样化智能设备和应用场景的必然选择。基于2.4ghz的射频无线技术(例如wifi及zigbee)虽然具有无需布线的优点，但信号易受墙壁或物体的阻挡，因而存在网络覆盖盲点多、传输距离受限的缺点。电力线载波通信(plc)利用智能设备本身的交流电源线进行数据传输，不需要布线，同时能够穿墙越壁，不受阻挡。但若电网上存在较大的噪声和干扰，其通信性能也会受到影响。
4.宽带电力线载波通信(hplc)和高速无线通信本身都是智慧物联领域重要的通信技术。宽带电力线载波通信作为利用低压电力线传输载波宽带信号(》1mhz)的技术，具有较宽的可用带宽，可实现较高的数据速率，利用现有电力线组建宽带网络，实现宽带数据和多媒体信号传输，能够提供1mbit/s以上的数据传输速率。而高速无线通信则是满足日益增长的各种对通信实时性和通信速率较高的智慧物联通信业务的需求。因此，融合上述两种技术的互补优势，通过动态混合组网，为智慧物联提供鲁棒的网络覆盖和通信连接，将极大地推动智慧物联产业的进一步发展。
5.正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，ofdm)调制是一种正交多载波调制方式，基本思想是把输入信息转换成多路并行信号，利用快速傅里叶变换对相互完全正交的一组载波进行调制形成子载波信号，同时将可用的频谱划分为许多窄带，分别传输这些子载波信号。所以，ofdm技术具有高速的数据传输能力、高效的频谱利用率和抗多径干扰、抵抗频率选择性衰落信道能力。因此，在很多电力线应用领域和微功率无线通信领域均采用ofdm技术，包括窄带电力线标准erdf g3标准、itu g.9955和国标gb/t31983.31-2017《低压窄带电力线通信第31部分：窄带正交频分复用电力线通信物理层规范》，宽带电力线标准ieee 1901、homeplug以及国家电网标准q/gdw11612-2016《低压电力线宽带载波通信互联互通技术规范》，以及针对低成本、低功耗、远距离传输等要求的智能计量公用事业网络应用而制定的微功率标准ieee802.15.4g。
6.然而，由于ofdm系统存在多个正交子载波，而且其输出信号是多个子信道信号的叠加，因此，如果多个信号的相位一致时，所得到的叠加信号的瞬时功率就会远远高于信号
的平均功率，导致较大的峰值平均功率比(papr，简称峰均比)，这就对发射机和接收机放大器的线性度提出了很高的要求，可能带来信号畸变，使信号的频谱发生变化，从而导致各个子信道间的正交性遭到破坏，产生干扰，恶化系统性能。
7.另外，由于hplc双模高速无线系统属于突发的通信系统，其对同步性能要求非常严格，任何时间或频率上的误差，都会对无线通信系统的性能造成很大的损失。因此，设计良好的前导同步信号，便于发射端和接收端快速准确的获得同步，对无线通信系统具有重要意义。
8.同时，在现有技术中，通常利用两个或多个重复的ofdm数据来设计前导同步信号，诸如erdf g3标准和ieee802.15.4g的mr-ofdm系统，但是，由于简单重复的ofdm数据的相关性并不强，导致所生成的前导信号同步精确度不高，抗噪声性也不强。
9.另外，不同国家和地区对免授权物联网通信的sub-1ghz频段要求是不同的。在中国，470-510mhz频段是分配给民用无线电计量仪表使用的免许可频段，信道带宽200khz/500khz,欧洲的ism频段是863-870mhz，信道带宽200khz，美国的ism频段是902-928mhz，信道带宽200khz/600khz/1.6mhz。因此，无线通信系统要求所设计的前导同步信号能适应多个国家和地区对工作频段和工作带宽的要求。
10.综上所述，如何设计一种hplc双模高速无线系统的前导同步信号，其可靠性强、峰均比低且能适应不同国家和地区对开放的物联网频段的要求，是高速无线通信技术中需要解决的问题。


技术实现要素：

11.本发明所要解决的技术问题是：为了克服无线信道易受建筑物遮挡、地形、天气、金属屏蔽等因素影响形成的多径衰落和各种噪声的挑战，并弥补上述现有技术的不足，提出一种hplc双模高速无线系统前导同步信号生成方法，其生成的前导信号能使发射端和接收端峰均比低(接近0db)、准确同步、抗噪声性强且能适应不同国家和地区对无线工作频段和工作带宽的要求。
12.为达到上述目的，本发明采用以下技术方案：
13.一种hplc双模高速无线系统前导同步信号生成方法，包括如下步骤：s1、根据设计要求确定hplc双模高速无线系统的工作带宽、子载波间隔和ifft点数；s2、优化搜索和计算前导同步信号的复数时域信号序列，作为基本ofdm同步信号；s3、设计码长为ns的短扰码序列ss；s4、对所述短扰码序列ss做bpsk调制，得到短扰码符号；s5、利用所述短扰码符号对所述基本ofdm同步信号进行联合调制，得到ns段短训练信号；s6、将ns段短训练信号作为整体，在前部和尾部分别进行加窗操作，得到最终的前导同步信号。
14.本发明与现有技术相比的有益效果是：本发明一方面充分利用伪随机序列的良好自相关性能，使得生成的前导同步信号也具有良好的相关性，即可为同步提供准确和可靠的定时位置，以适应复杂的无线多径信道环境，另一方面，充分利用ofdm有效子载波配置的灵活性，使得前导同步信号的频段范围方便可调，以满足适应不同国家和地区不同工作频带下不同工作带宽的要求。同时，前导同步信号的生成结果完全按照qpsk调制进行随机优化生成，使得所生成的前导信号具有低峰均比的特点，峰均比接近于0db，即时域波形接近恒幅波形，大幅降低对发射机和接收端功放系统的线性要求。另外，通过对整个前导信号的
加窗处理，进一步降低了带外辐射功率，保证系统的良好电磁兼容性。
附图说明
15.图1是本发明实施例的hplc双模高速无线系统前导同步信号生成方法流程图；
16.图2是hplc双模高速无线系统中有效子载波和无效子载波分布的一种示例；
17.图3是本发明实施例中搜索计算的第一复数时域信号序列和第二复数时域信号序列的对比星座示意图；
18.图4是本发明实施例中生成的前导同步信号实部波形示意图；
19.图5是本发明实施例中生成的前导同步信号虚部波形示意图；
20.图6是本发明实施例中生成前导同步信号的频谱(包含正负频谱)示意图。
具体实施方式
21.为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施例作进一步地详细描述。
22.本发明实施例提供一种hplc双模高速无线系统前导同步信号生成方法，参考图1，该方法包括步骤s1～s6：
23.步骤s1、根据设计要求确定hplc双模高速无线系统的工作带宽、子载波间隔和ifft点数。
24.首先，定义hplc双模高速无线系统的ofdm符号特性参数，具体如下表1所示：表1 ofdm无线通信系统参数参数/指标取值信道带宽(khz)500工作带宽(khz)431.3ifft点数n64有效子载波52子载波间隔δf(khz)8.138
25.然后，基于hplc双模高速无线系统的工作宽带、子载波间隔和ifft点数，评估实际工作的有效子载波个数、分布情况以及所对应的有效子载波序号。初始直流位置置零，频谱两边边带子载波设置为无效子载波，其子载波(子载波序号从0到n-1)的分布如图2所示。
26.步骤s2、优化搜索和计算前导同步信号的复数时域信号序列，作为基本ofdm同步信号。
27.首先，根据ifft点数n(本例中设n＝64)，随机生成n个qpsk调制的第一复数时域信号序列x1(n)，即x1(n)＝i1(n)+jq1(n),0≤n≤n-1其中，qpsk(正交相移键控)调制的(i,q)调制规则为：星座点坐标为归一化参数，对应的i和q的取值为或者i和q分别表示qpsk调制的i路(实部)和q路(虚部)；j为虚部单位。
28.接着，对第一复数时域信号序列x1(n)进行n点fft运算处理，得到n点第一复数频域信号序列x1(k)，即
x1(k)＝fft[x1(n)],0≤k≤n-1其中，fft[
·
]表示快速傅立叶变换操作函数；
[0029]
然后，基于图2所示的hplc双模高速无线系统的有效子载波个数及其分布，将无效子载波对应位置的第一复数频域信号序列置零处理，得到n点第二复数频域信号序列x2(k)，即
[0030]
接着，对n点第二复数频域信号序列x2(k)进行ifft傅里叶反变换处理，得到n点第二复数时域信号序列x2(n)；x2(n)＝ifft[x2(k)],0≤n≤n-1其中，ifft[
·
]表示快速傅立叶反变换操作函数。
[0031]
然后，建立误差函数δ，评估第一复数时域信号序列x1(n)和第二复数时域信号序列x2(n)的累积误差。具体地，误差函数δ定义为：其中，x1(n)＝i1(n)+j
·
q1(n)表示第一复数时域信号序列，x2(n)＝i2(n)+j
·
q2(n)表示第二复数时域信号序列，n(0≤n≤n-1)为序号。此外，i1(n)、q1(n)分别表示第一复数时域信号序列的实部和虚部，i2(n)、q2(n)分别表示第二复数时域信号序列的实部和虚部。
[0032]
最后，当误差函数δ小于设计要求值delta(取64*6％＝3.84)时，则结束搜索，将本次搜索的第二复数时域信号序列x2(n)作为基本ofdm同步信号。否则，则重复上述步骤，直到满足设计要求。图3为步骤s2进行搜索计算得到的第一复数时域信号序列x1(n)和第二复数时域信号序列x2(n)的对比星座示意图，最终的ofdm基本同步信号的峰均比仅为1.69db。
[0033]
步骤s3、设计码长为ns的短扰码序列ss。
[0034]
由于短扰码序列是为了对整个ofdm基本同步信号进行整体调制，因此其长度设计通常要兼顾同步性能与传输效率，通常设计其码长为5～10之间。在本优选实施例中，选取ns＝7bit的具有优良相关性能的巴克码作为短扰码序列，即ss＝[1,1,1,0,0,1,0]。
[0035]
步骤s4、对所述短扰码序列ss做bpsk调制，得到短扰码符号ps。
[0036]
短扰码序列ss做bpsk调制是为了实现对基本ofdm同步信号的正负调制，因此本步骤对所述短扰码序列ss做bpsk调制的调制规则为ps(i)＝[1-2
×
ss(i)],0≤i≤ns-1其中，ps(i)表示短扰码符号的第i段，ss(i)表示短扰码序列ss的第i段，通过上式，实现短扰码序列ss从“0”到+1值以及“1”到-1值的符号映射，得到相应的短扰码符号。
[0037]
步骤s5、利用所述短扰码符号对所述基本ofdm同步信号进行联合调制，得到ns段短训练信号，记为stf，其总长度为n
·
ns。信号表达式如下：
其中，s(n)即为短训练信号stf，rn[
·
]表示基于长度n的矩形窗函数，即
[0038]
步骤s6、将ns段短训练信号作为整体，在前部和尾部分别进行加窗操作，得到最终的前导同步信号。
[0039]
为了进一步减小系统的频谱带外骚扰，加窗是整体加窗，即，将ns段短训练信号作为整体，在最前面(第一段开始位置)和最后面(最后一段结尾)进行整体加窗操作。加窗后总长度为(n
×
ns+1
×
ri)，ri为滚降间隔。其中，前部的滚降间隔个数为短训练信号尾部数据的拷贝，将前部的滚降间隔乘以上升窗函数w
rise
[n]不与其他信号重叠，后部的滚降间隔个数乘以下降窗函数w
fall
[n]，从而得到最终的前导同步信号。其中，窗函数定义如下表2：表2窗函数定义nw
rise
[n]w
fall
[n]10.1111110.77777820.3333330.55555630.5555560.33333340.7777780.111111
[0040]
图4和图5分别为生成的时域前导同步信号实部波形示意图和虚部波形示意图，从中可以看出，无论是信号的实部还是虚部，时域波形始终围绕着
±
0.707附近波动，因此，峰均比非常低，只有1.69db，趋近于0db，所有，发射机和接收机的放大器对线性度的要求非常低，从而有效降低系统实现的复杂度并大幅降低实现成本。
[0041]
从图6的最终前导同步信号频谱示意图可以看出，所生成的信号频谱在正负215khz，而且带外衰减可达20db以上，可以很好地满足通常的电磁兼容性要求。
[0042]
另外，从所述方法可以看出，通过简单修改hplc双模高速无线系统的工作带宽、子载波间隔和ifft点数，可以确保系统灵活设计支持200khz、500khz或者1mhz等各种不同信道带宽，进而满足不同国家和不同地区对不同工作频带下不同工作带宽的需求。
[0043]
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。