波形与发送波形的近似度不满足时，本发明选用部分均衡的方法 实现均衡，所述部分均衡的频域数学表达式为： G,(u) = [(G,(u)H(u)+N(u))/H(u)] -BP(u) =G,(u) ? BP (u) + [N (u)/H (u) ] -BP(u) 其中，BP(u)是频域的带通或低通滤波器，对滤波器的形式不做限制，但本发明 推荐BP(u)是有限冲击响应滤波器-FIR，W下的描述也均指FIR，忽略式中的噪声项 ，将上式变为&^,^^^,仇^^虽然忽略了噪声，但是，由于滤波器的限 带作用，使得(1〇/)相对于Gt(u)在时域上展宽，称展宽部分为拖尾，即会展宽余弦波子波 的有效期并使余弦波产生变形，同时为了应对在接收端均衡不能完全恢复到发送波形的情 况，本发明需要选用适合的基子波类型替换前述基子波cos ? i (t- T 1) W及对应的子波，发 送端基子波选用发送修整余弦基子波，对应的子波为发送修整余弦子波，在接收端，选用接 收修整余弦基子波，对应的子波为接收修整余弦子波： 其中所述发送修整余弦基子波表示为
式中，下标t表示发送端的信号，Ttei、Tte2、Ttes、TtM、Ttee分别表示前拖尾0区间、 前拖尾1区间、主波区间、后拖尾1区间，后拖尾0区间，区间Ttes内的标准的余弦波形 COS"i(t3_ 了 1)称为发送主波，0称为幅度调整系数，同时Td，在区间Ttes两端加上 两个空闲区间Tt "+Tte 2和T t M+Tte 5,并使Tte 1 = T te 5, Tte 2 = T t M即构成有效期t内的波 形： 为了简化描述，在权利要求中，w下设e = 1，则省略e，在iL的起点坐标为0,终点坐 标为的条件下，按连续函数对待，有 0《ti<Tt "《t 2<Tte 2《t 3<Tte t 4<Tte t 5<Tte 5，则发送端的修整余弦子波表示为 于是，发送端的修整码元的合成波为
在接收端，经过部分均衡后得到修整码元的合成波为
其中，组成合成波的是接收修整余弦子波，表示为
其中，接收修整余弦基子波9,?1(*-11)，表示为
式中，下标r表示接收端的信号，Af(ti)为前拖尾，Aa(t3)为后拖尾， W ? i 咕-T 1) P cos ? i 咕-T 1)，或省略 P，表示为 W ? i 咕-T 1) cos ? i 咕-T 1)， 在接收端，对接收到的波形做部分均衡后得到接收端修整码元的合成波的波形，可W 再通过下述=种方法之一完成解调，该=种方法分别是；（1) W修整的正=角系数矩阵组 成的正S角方程组解调法，（2) W修整的逆S角系数矩阵组成的逆S角方程组解调法，（3) 优选解调法。
4.根据权利要求3所述的一种时延多载波调制解调方法，其特征在于： 所述的W修整的正=角系数矩阵组成的正=角方程组解调法；通过求解一个修整正= 角方程组而得到各个子波的正向非量化幅度a;，i = 1，…，H，所述正=角方程组为 CmA = Gm 其中，Cm为正S角系数矩阵，A= [aai，i = 1，…，田T为正向解的子波非量化幅度列向 量，即正向非量化幅度列向量，Gm= [gmi，i = 1，…，田为对码元波形的正向采样值向量；对 上式的解为^ =Q1&，其中，a 是接收修整子波主波两端的采样值，由于a通过训练可 W得到，则/?，将求解的结果分为两种形式，一种是量化前的幅度，记为31，之后按 四舍五入的原则转化为量化幅度，记为ai; 同时所述修整正S角系数矩阵Cm的产生方法： W时延间隔为采样间隔对接收端修整码元的合成波的波形从第一个子波起始点开始， 在每个时延间隔中做采样，直到最后一个子波的主波起点止，在每个时延间隔中的采样时， 都要跳过当前子波的前拖尾，只采样主波的第一个点上的值，得到如下采样值序列：
称该一采样序列为修整正向采样序列，并构成修整正向采样列向量 Gm= [gmi，i = 1，…，田 T 其中，W?i(tj-T 1)，i, j = 1，…，H，是已知的，因为 W?i(tj-T 1)、和 T i都是已 知的；于是，令W W i (tj.- T i) = Wmu，得到一个修整正立角系数矩阵
其中，Wmii= a >1;本式也是正定S角方程组； 所述修整逆=角系数矩阵组成的修整逆=角方程组解调法，其特征是；通过求解一个 修整逆S角方程组而得到各个子波的逆向非量化幅度5,.，r = T，...，存， 所述修整逆=角方程组为 CA = G 其中，。为修整逆S角系数矩阵，i 与，r = L...，巧]为逆向解的子波非量化幅度 列向量，亦即逆向非量化幅度列向量，(5,,, = [^客= ]为对码元波形的逆向采样值向 量；对上式的解为j =<?"'&，其中，a a,是接收修整子波主波两端的采样值，由于a通过 训练可W得到，则A =?曰,/a，将求解的结果分为两种形式，一种是量化前的幅度，记为％， 之后按四舍五入的原则转化为量化幅度，记为％; 所述修整逆S角系数矩阵C的产生方法： W时延间隔为采样间隔对接收端修整码元的合成波的波形从最后一个子波的结束点 开始，在每个时延间隔中采样，直到第一个子波主波的结束点止，在每个时延间隔中的采样 时，都要跳过当前子波的后拖尾，得到如下采样值序列：
称该一采样序列为逆向采样序列，并构成逆向采样列向量0=[兵，r = T，…点7 其中，HY>;,- Tf), /,_/ = I,.",/?，是已知的，因为巧、和都是已知的；于是，令 W巧a; - r,)=而，得到一个修整逆S角系数矩阵
其中，巧;,,7二而马片-rf) = asl;同样的本式也是正定的；角方程组； 其逆向与正向下标的对应关系同样是：
所述优选解调法，具体是指，对上述正和逆=角方程组解调的结果做进一步的判断： min,' { a,i -却，-苦 I 即从两个误差项间|，|间-科I中求出对于第i个子波幅度最小误差项，该项对应 的第i个子波幅度量化值作为最后解；其中，问、|苗I、|〇,2|、|吊I分别代表正向幅度绝对值、 正向量化幅度绝对值、逆向幅度绝对值、逆向量化幅度绝对值，并且逆向的幅度的下标已 经按逆向与正向下标的对应关系公式列出的正逆向下标对应关系转为与正向幅度下标一 致的下标；也就是说，|〇,1|和|g,2|对应同一个子波的幅度解，但是由于是两次解，可能并不相 等，同样的I兩 1|和I齊I对应该应同一个子波解的量化幅度，但也可能不相等，故加上上标1和 2 W便区别该种情况的。
5.根据权利要求3所述的一种时延多载波调制解调方法，其特征在于： 所述发送修整余弦基子波和接收修整余弦基子波是通过训练得到的，即通过训练得到 发送修整余弦基子波和接收修整余弦基子波的相关参数； 所述的训练是指，将发送修整余弦基子波公式中的发送修整余弦基子波变为缩短基子 波0' 并令其通过一个有限冲击响应滤波器BP(u)，并反复地调整Tte2、Tte4 的宽度，直到满足两个条件为止，所述两个条件是；（1)修整基子波有效期相比于训练前的 标准余弦波不要过宽，本发明推荐t -7,',, < 7；,, ?10)%，Tm为训练前标准余弦波的有效 期，（2)使主波两端的峰值与中间的峰值比a > 1，其近似程度由设计者根据解调精度决 定； 缩短基子波0 ' tWi(t-Ti)表示为
具体的训练步骤： 第一步：做如下运算 Gi(u) =FFT[0 ' 对时域的发送修整余弦基子波的缩短基子波做快速 傅立叶变换得到对应的频域信号波形； 合知--令所述频域信号波形通过一个有限冲击响应滤波器，得到频 域的接收修整余弦基子波； 為巧(0 = /厂八「[這,(")]一一对所述接收修整余弦基子波做逆快速傅立叶变化得到接收 端的时域接收修整基子波； 根据获得的波形每巧的得到该接收修整基子波占据的时间段为&?，并且将此作为发 送修整基子波的有效期，即使为：t=&?=4; 第二步：在4中分离出1；"、1；9 2、1；9 3和《?心3-11)，在4.中分离出1；"、1；9 2、^9 3 和W ? i (t广T 1)具体分S个子步； 第一子步；根据微积分求极值的方法，在区间:内求出所有正的峰值点，进一步依据 该些峰值点确定主波的区间Tte2和主波波形，具体分如下6个分子步： (1) 根据微积分求极值的方法，在整个展宽基子波区间内求出所有正的峰值点； (2) 设定一个阔值5 ; (3) 遍历所有峰值点，并判断该点处的峰值是否小于或等于6,是，则排除该峰值点， 否则保留作为峰值点，记保留的峰值点为Pi，…，Pu; (4) 在心中，确定两端峰值点Pi, Pu，则Pi和P之间的区间就是T r 02; 妨在区间Tte2内的波形就是主波k(t2);进一步求出两端峰值和中间峰值的比值 a =两端峰值/中间峰值，a为应对用正或逆S角方程组解调法时所需要的； (6)进一步，判断1-a是否小于或者等于e，是，则确定Tte,和Tte4的宽度并结束第一 子步去做第二子步，否则需要调整Tte,和Tte4的宽度，返回第一步继续训练；e为一阔值， 具体取值由设计者根据解调精度决定； 第二子步：做运算，得接收端修整余弦波的前后拖尾区间； 第S子步；在T, e 1和T t e 3区间中截取的波形就是接收修整余弦基子波的前后拖尾波。
【专利摘要】本发明公开了一种时延多载波调制解调方法，其码元波形结构是由H个余弦子波组成，所有子波依次有不同的时延,各个子波线性叠加构成非正交合成波码元波形；所述子波是幅度变化的基子波，基子波是幅度恒取1的标准余弦波；同时发送端的基子波是在标准的余弦波两端分别加上拖尾0区和拖尾1区的发送修整基子波，接收端经过部分均衡，得到由带拖尾的接收修整子波组成非正交合成波；且本发明使用三种方法进行解调：(1)正三角系数矩阵组成的正三角方程组法，(2)逆三角系数矩阵组成的逆三角方程组法，(3)优选法。本发明既保留了时频相混合多载波调制方法高效的优点又降低了复杂度；同时又降低了误比特率。
【IPC分类】H04L27-26
【公开号】CN104601517
【申请号】CN201510092409
【发明人】梁德群
【申请人】大连海事大学
【公开日】2015年5月6日
【申请日】2015年2月28日