0与接收信号102相同。如果 接收噪声与信道估计误差均较小，则组合器122的输出接近于零且经滤波的信号130也接 近于零。将经估计的传输信号116添加到接近于零的信号会导致准确表示传输信号的组合 信号。
[0020] 对于经最初均衡的信号106含有显著误差的情形，所得的经估计的接收信号120 将具有误差且两个信号之间的差异至少部分地由滤波器128予以校正。由于经均衡的信 号106中所含有的显著误差，所以当原始符号作为-1被传输时，符号可能被错误地确定为 (例如）+1。由信号重构器调制、扩展并加扰具有其它经估计的数据的错误符号以产生经估 计的传输信号116。在应用信道估计之后，所得的经估计的接收信号120反映不准确的符 号估计。当从接收信号102中减去经估计的接收信号120时，误差信号124反映经估计的 传输信号116的不准确度。因为滤波器响应部分地基于接收信号102与经估计的接收信号 120之间的关系，所以所得的经滤波的信号130是对误差信号的估计，其中无线电信道特征 的影响减少。
[0021] 应用于信号处理路径中的线性均衡器或任何其它适宜的滤波器必须基于最小化 无线电信道分散（即，多路径传播）的效应与最小化噪声放大之间的折衷而操作。线性均衡 器可经设计以实现用于接收信号102的所述两个因素之间的最佳可用折衷。另一方面，对 误差信号124操作（与对接收信号本身操作相反）的滤波器128可实现甚至更佳的折衷， 因为无线电信道分散在除非常低SNR条件之外的条件中将由于误差信号124含有比接收信 号102少的功率的事实而具有减少的影响。
[0022] 因此，DFE100通过使线性均衡器（滤波器）128响应基于经重构的经估计的接收 信号与接收信号102之间的关系而补偿信道特征。在一些情形下，可通过增加通过滤波器 的迭代数目且将先前经估计的接收信号与当前经估计的接收信号进行比较来减少误差。
[0023] 图2为示范性DFE100的框图，其中对经估计的接收信号应用第二迭代。在如上 所述处理接收信号之后，由信号估计器108处理来自组合器132的组合信号。解扩展、解扰 并解调所述信号以产生经估计的数据，调制、扩展并加扰所述经估计的数据以产生第二经 估计的传输信号202。对第二经估计的传输信号202应用信道估计以确定第二经估计的接 收信号204。从接收信号102中减去第二经估计的接收信号204以产生第二误差信号206， 第二误差信号206由具有基于第二经估计的接收信号202与经估计的接收信号120之间的 关系的调整响应的滤波器208予以滤波。因此在示范性实施例中，第二滤波器208是具有 调整响应的滤波器128。在于接收器中进行进一步处理之前，组合第二滤波器208的输出与 第二经估计的传输信号202。在一些情况下可以类似方式执行多次迭代。
[0024] 图3为示范性DFE100的框图，其中在频域中执行处理。因此，在参看图3所论述 的示范性DFE100中，将接收信号102从时域变换到频域。如上述所论述，在一些情况下可 在时域中实施DFE100。
[0025] 快速傅立叶变换（FFT)处理器302将接收信号变换到频域，从而产生被提供到线 性均衡器104及组合器122的接收信号频谱303。在示范性DFE100中，线性均衡器104 具有等于（c*Xp*)/(|c|2+n2)的响应，其中c*为信道估计的复共轭，p*为脉冲形状的频谱 的复共轭，且n为噪声频谱估计。线性均衡器104的响应取决于频率，且因此所述参数的 每一者均是频率的函数。在一些情况下可使用其它线性均衡器。在线性均衡器104于频域 中处理接收信号频谱303之后，快速傅立叶逆变换（IFFT)处理器304将经均衡的信号变 换到时域。由解扰器/解扩展器306处理所得信号以解扰并解扩展所述信号。在一些情形 下，不对接收信号加扰且不需要解扰功能。量化器308确定并设定数据值为最接近的星座 (constellation)值。在示范性实施例中，由解调器310解调所述解扩展信号且在312中 应用硬判决以确定对通过数据符号所表示的星座点的最佳估计。举例来说，在调制方案是 根据16-QAM(16正交调幅）的状况中，当对16个点的最接近的星座点及调制器314应用所 述硬判决以将向量设定到所述星座点时，估计表示所述符号的向量的相位及振幅。扩展器 /加扰器316应用由基站所应用的相同扩展及加扰机制以产生经估计的传输信号116。因 此，解扰器/解扩展器306、量化器308及扩展器/加扰器316提供一种用于执行信号估计 器108的功能的示范性技术。
[0026] 在应用信道估计之前，由FFT处理器318将经估计的传输信号116变换到频域。在 一些情况下，在从接收信号频谱303中减去经估计的接收信号120之前，定标处理器320基 于经估计的信噪比（SNR)应用定标因数。如以下所论述，当信噪比较低时，所述定标因数最 小化或消除经估计的接收信号120的作用。
[0027] 系数产生器322确定系数S，所述系数S被应用于所述线性均衡器以产生滤波器 128。在示范性实施例中，S等于E{p22-n2}/E{Pl2-n2}，p2为在组合器122的输出处的信号带 宽上平均的误差信号124中所含有的功率，pi为在信号带宽上平均的接收信号频谱303中 所含有的功率，且n为在信号带宽上平均的噪声的经估计的功率。示范性DFE100中的滤 波器响应等于
[0028]
[0029] 因此，当p2等于pi时，S等于1且滤波器128的响应与线性均衡器104的响应相 同。在低SNR情形下，当经估计的传输信号116受量化器308所作出的判决误差支配时， E{p22_n2}大致等于E{Pl2-n2}的两倍，此导致等于2的最大系数So然而，在所述低SNR情形 下，有益的是对经估计的接收信号120解除权重（de-weight)，因为经估计的接收信号120 不携载有用信息。适宜的定标因数的实例为320中应用的等于l-eklxSNK-est的因数，其中kl 为常数且SNR_est为对信噪比的估计。当使用所述定标因数时，所述定标因数提供用于最 小化或消除经估计的接收信号对接收信号的影响的机制。举例来说，如果SNR足够低，经估 计的接收信号不应用于组合器122且接收信号102与误差信号相同，则系数S等于1且滤 波器响应与线性均衡器响应相同。在320中应用定标因数的另一适宜的解决方法的实例包 括在量化器308中应用软判决而不是硬判决312。在低SNR情形下，所述软判决可为零，其 导致与在320中应用零定标因数的结果相同的最终结果。虽然滤波器响应是频率的函数， 但为了简洁及清楚起见省略指示相依性的记法。
[0030] 由IFFT324将经滤波的信号变换到时域且解扰器/解扩展器306解扰并解扩展 时域信号。剩余的调制符号表示所得的经估计的接收信号的数据与接收信号的数据中的差 异。在组合器132中组合经调制的误差符号与经估计的传输调制符号。信号对准器326存 储从调制器314的操作得到的调制符号且延迟数据以便将所述数据与对应的经调制的误 差符号对准。将组合信号转发到信号解调，其中可应用软解调。
[0031] 图4为根据本发明的示范性实施例处理接收信号的方法的流程图。由有助于以上 参看图1到图3所描述的功能的接入终端内的组件及软件执行所述示范性方法。然而，可 通过硬件、软件及/或固件的任何组合执行所述方法。
[0032] 在步骤402处，产生经估计的传输信号。在示范性实施例中，在解扩展、解扰并解 调经均衡的信号之前，由线性均衡器处理接收信号以产生经估计的传输数据。根据基站中 所使用的技术调制、加扰并扩展经估计的传输数据以产生经估计的传输信号。
[0033] 在步骤404处，对经估计的传输信号应用信道估计以产生经估计的接收信号。
[0034] 在步骤406处，由具有至少部分地基于信道估计的响应的滤波器滤波基于接收信 号与经估计的接收信号之间