，这是所谓的位的准最优(附加白高斯噪声)非相干最大似然估计，其基于匹配 的滤波器组，所述匹配的滤波器组在长度K位的观察间隔上匹配于所有可能的位序列。
[0066] 在等式中，所述复数基带样本z(n)可以写为：
[0068] 其中所述信息处于相位cp(n)。为了简单，从现在起假设幅度是不变的A。
[0069] 每个滤波器对应于唯一的K-位序列，对于滤波器号i所述复数滤波器系数由以下 给出：
[0072]其中Sdk)表示长度KN样本的上采样位序列号i，其中1 = 0，...，21(-1<^是过-采样 因子(每个位的样本数量）。另外β表示调制指数，Fm是调制信号的频率(数据速率的一半）以 及Fs是米样速率。
[0073]所述滤波器在每个样本产生复数输出：
[0075]应当注意，当时序已经恢复为早前描述的那样，复数基带样本z(n)的相位将近似 地追踪具有可能不变的相位偏移的2K个滤波器之一的滤波器系数的相位。决=- 0,?这里， 可以根据如上述完成的频率偏移估计和校正来假设不重要的载波频率偏移，或者模块8。 另外，因为载波的相位未知，所以载波可以相对于本地振荡器信号具有任意的初始相位。 [0076]假设同步的时序，等式(4)变为：
[0077] (5)
，对于具有"匹配"相位的滤波器
[0078] 在所述选通时间（其由时序恢复决定），Κ_位序列的中间位被选为对应于指数i，其
[0079] 例如，如果发现i为5，那么零位被输出，因为i = 101b，其中所述中间位是零。通过 使用全乘法器计算平方包络(square envelop)M = real(Ci)~2+imag(Ci)~2来计算所述复数 滤波器输出的幅度。
[0080] 如技术人员应理解的，上文描述的位恢复假设存在不重要的频率偏移。前面描述 的方案允许估计所述初始偏移，但是在实施例中还重要的是，贯穿数据包的接收连续追踪 频率偏移。这个的一个原因在于，在实践中来自相关器模块8的初始频率偏移估计将不可避 免地具有一些残差。另一原因在于，在数据包的接收期间在发射器和接收器之间典型地存 在一些频率漂移。因此进行频率漂移补偿将防止通过使用匹配的滤波器组实现的性能优势 快速地减小。
[0081] 根据本文描述的发明的实施例，使用对来自所述匹配的滤波器组18的相位信息 (在针对调制效果进行控制之后）的连续观察来追踪频率偏移。
[0082] 参考在采样时间η观察滤波器号i的相位的等式(4)和(5)，这个滤波器产生：
[0084] 然后，在采样时间η+Δ t，其中对于一些整数k，Δ t = kN，并且N是每个位的样本数 量，完成对同一滤波器的新的观察。这产生了针对滤波器号i的在时间上隔开的两个相位观 察，其可以如下用于估计频率偏移：
[0086]通过计算所述复数滤波器输出的反正切(arctanO)来获得所述相位。这通过以矢 量模式运行的C0RDIC块来完成。假设时序被同步，在时序同步之后采用漂移估计器块14。
[0087]在上面的等式中，忽略对复数基带样本的相位的调制影响。为了等式(6)中的这个 估计有效，要求在两个相位观察之间观察到1和〇的相等的数量。这通过记录针对每个位周 期选择的滤波器的相位和时间戳以及迄今为止遇到的1和〇的数量的差来完成。然后，下次 选择了匹配的滤波器，读取这个滤波器的最后的相位值以及这个滤波器的最后的时间戳。 因此为了避免调制导致的误差，设置需求：1和0的数量的当前差匹配所述最后存储的值。这 导致根据等式(6)计算相差并除以样本数量中的时间距离△ t以得到频率偏移估计。然后在 Δ/在所述相位累加模块12中更新之前在一阶无限冲激响应（IIR)滤波器中对这个值进行 滤波。
[0088]到目前为止已经描述了用于频率偏移补偿的基于相关器的估计器和具有用于计 算频率漂移的匹配的滤波器相位的匹配的滤波器组。尽管在全部实施例中不是必要的，对 所述匹配的滤波器组进行改进还是有益的，在这个改进中，使用"多数投票"模块28来进行 统计上改进的位确定，这将在下文里进行描述。
[0089] 所述"多数投票"模块28利用如下事实:每个位的多于一个的观察是可用的。例如 在K = 3的情况下，通过查看三个最近的匹配的滤波器状态转变的历史，可能存在可用的同 一位的三个观察。通过查看在三个状态转变上连续的三行，每一个将建议位确定，使得可以 在位划分之前选择最常见的（即在两个或三个所述转变上建议的那个)作为"多数投票"。
[0090] 现在参考图2来进一步说明。图2示出八个匹配的滤波器S1 - S8和针对Κ = 3系统对 应的位序列38。假设位从右边进入所述滤波器，在图2右边的示意图中示出了理想的状态转 变。为了图示所述操作，将给出实例。
[0091] 首先假设刚被选的滤波器是S1。在下一个位间隔中，"Γ进入所述滤波器组。结果， 最有可能的滤波器匹配会是S2，如果下一位是"0"后面是S7，或者如果下一位是"Γ后面是 S8。当然在现实中存在"返回"分支，为了清楚，没有示出这些分支。
[0092] 尽管图2示出了所有理论上的转变，但是在实践中，当考虑噪声的影响时，其他"禁 止的"转变可能发生。例如，可能存在从S2->S5->S3的转变，其解释为"Γ从右边行进到左 边。在这个情况下，所有三个滤波器在该位的值上"一致"：即S2的最右边位是"Γ，S5的中间 位是"Γ以及S3的最左边位也是"Γ。
[0093]在另一可能的情况下，所述转变可能是S2->S4->S3。这里所述三个滤波器的对应 位不全部一致:S2的最右边位是"Γ，S3的最左边位也是"Γ ;然而S4的中间位是"0"，因此存 在不一致。然而在多数投票原则下，既然所述滤波器中的两个在所述位为"Γ上达成一致， 那么该位作为"Γ被输出至所述输出36。
[0094]该原理以K = 3来说明，并且将理解那是最小滤波器阶，其中这个类型的观察平均 是有效的。当然可以使用其他滤波器阶，例如Κ = 5，Κ = 7等，预期这将给出更好的结果，但代 价是实施的复杂度增加。当然，例如通过跳过一个观察来打破捆绑的投票，可以使用Κ = 4、6 等的中间偶阶滤波器方案。
[0095]本领域技术人员将理解，上面所述的本发明的实施例具有重要的潜在优势。然而 在本发明的范围内许多变型和修改是可能的。特别是，不必采用多数投票特征、用于频率偏 移估计的基于相关器的估计器和用于频率漂移估计的来自MFB的相位信息的全部;仅仅这 些特征中的一个或两个可以结合MFB来使用。
【主权项】
1. 一种适于接收使用连续相位频移键控调制的无线电信号的数字无线电接收器，该接 收器包括用于接收具有载波频率的模拟无线电信号的装置;布置成估计所述载波频率和额 定载波频率之间的频率偏移的相关器；用于校正所述频率偏移的装置；以及匹配的滤波器 组(MFB)，所述匹配的滤波器组包括多个滤波器，每个滤波器对应于不同的位模式，以便从 所述模拟无线电信号确定位序列。2. 如权利要求1所述的数字无线电接收器，其中所述相关器是联合框架(Joint Frame) 和频率偏移数据辅助的估计器。3. 如权利要求1或2所述的数字无线电接收器，包括布置成估计所述载波信号中的频率 漂移的模块。4. 如权利要求3所述的数字无线电接收器，其中所述模块布置成通过将在MFB的给定滤 波器是匹配滤波器时所述MFB的给定滤波器确定的相位与在其中接收了相等数量的高位和 低位的时段之后的随后匹配时刻确定的相位相比较来估计所述频率漂移。5. 如权利要求4所述的数字无线电接收器，其布置成每次滤波器匹配且接收了相等数 量的高位和低位时，进行频率漂移估计。6. 如权利要求4或5所述的数字无线电接收器，其布置成： 每次滤波器匹配时用时间戳记录所述相位；以及 下次所述滤波器匹配时，进行校验以查看自在前的匹配以来是否已经识别相等数量的 高位和低位。7