一种用于植入医疗装置大电流输出电路

1.本发明涉及医疗电子领域，特别涉及一种用于植入医疗装置大电流输出电路。


背景技术：

2.随着医疗和科学技术的进步，以心脏起搏器为代表的植入医疗装置被广泛应用，挽救了无数患者的生命，提高了患者的生存率和生活质量。由于这些装置被植入到身体内，在身体正常时处于休眠待机状态。一旦身体出现问题，则需要输出一定的电脉冲刺激。当身体出现诸如休克等极端情况下，其输出电脉冲作用强度和时间都必须大大增加，挽救危急病人生命。这就是对装置的输出电流能力提出了严苛的要求。一方面，在身体出现的症状不太严重时，输出一定要求的电脉冲，其电脉冲的强度和作用时间不能过大，否则会导致患者出现风险。另一方面，在病人出现休克等极端情况下，其输出电脉冲作用强度和时间又能大大增加。上述功能的实现，除了需要内置医疗装置具有先进可靠的控制算法之外，硬件电路也必须具备大电流深度放电能力。然而现有的内置医疗装置，受限于尺寸限制和化学电池存在的风险，其输出电流能力不足，严重制约了医疗装置的适用能力和挽救生命的能力，因此，需要设计一种用于植入医疗装置大电流输出电路。


技术实现要素：

3.本发明的目的在于，提供一种用于植入医疗装置大电流输出电路。本发明能大大提高输出电流的范围，在保证安全的情况下提高充电速度，具有正常放电模式和大电流深度放电模式，适应患者不同情况的需求，且电路简单，成本低。
4.本发明的技术方案：一种用于植入医疗装置大电流输出电路，包括充电控制开关、n个充放电单元、高频滤波电容cf、放电控制开关、充电控制模块、n个大电流深度放电开关单元和大电流深度放电控制电路，所述充放电单元由电容ci、电感li和mos管组成，mos管的源极与电感li的一端以及电容ci的一端连接，mos管的栅极与电容ci的另一端连接，且电容ci的另一端接地；所述大电流深度放电开关单元由pmos管和nmos管组成，pmos管的栅极与nmos管的漏极连接，nmos管的源极接地，nmos管的栅极与大电流深度放电控制电路连接，pmos管的源极与对应充放电单元中的mos管的源极、电容ci的一端以及电感li的一端连接，pmos管的漏极与输出电流连接；所述充电控制开关由pmos管q
in
组成，放电控制开关由mos管和mos管组成；所述大电流深度放电开关单元由pmos管和nmos管组成；其中，i为充放电单元的位序，且1≤i≤n，当i＝1时，在第一个充放电单元中，电感l1的另一端与充电控制开关的pmos管q
in
的漏极连接，mos管的漏极与第二个充放电单元中的电感l2的另一端连接；当1《i≤n时，在第i个充放电单元中，电感li的另一端与第i-1个充放电单位中的mos管的漏极连接；当i＝n时，在第n个充放电单元
中，mos管的漏极与高频滤波电容cf的一端、充电控制模块的负极以及放电控制开关中的mos管的源极连接；所述高频滤波电容cf的另一端接地，放电控制开关中，mos管的栅极与mos管的漏极连接，mos管的漏极与电流输出端连接，mos管的源极接地，充电控制开关的pmos管q
in
的源极与电流输入端连接，pmos管q
in
的栅极与充电控制模块的正极连接。
5.上述的用于植入医疗装置大电流输出电路中，所述大电流深度放电控制电路输入信号为大电流放电控制信号和使能信号
6.前述的用于植入医疗装置大电流输出电路中，所述充电控制模块输出电压为滞回特性，其输出电压值由模块输出电压状态及充放电单元当前电压决定，输出电压只有两个值，分别为高电压vh和零电压，充电控制开关的pmos管q
in
导通的阈值电压为通过合理设计vh，满足：
7.与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
8.1、本发明通过设置充电控制开关、n个充放电单元、高频滤波电容cf、放电控制开关和充电控制模块，充放电单元由电容ci、电感li和mos管组成，mos管的源极与电感li的一端以及电容ci的一端连接，mos管的栅极与电容ci的另一端连接，且电容ci的另一端接地，充电控制开关由pmos管q
in
组成，放电控制开关由mos管和mos管组成，本发明充电过程如下：当输出电压vo小于αvd时(0＜α＜β＜1，α可人为设定)，充电控制模块输出为零，q
in
导通，开始给电容c1充电。随着c1电压的持续上升，从截止过渡到导通，开始给电容c2充电。随着c2电压的持续上升，从截止过渡到导通，开始给电容c3充电，以此类推，直到电压vo充电到βvd，至此充电过程结束，该过程中，输入充电电流及充电速度可调控，能在保证安全的情况下提高充电速度。
9.2、本发明放电过程如下：当正常放电控制信号为高时，mos管和mos管导通，n个充放电单元开始输出电能，由于n个充放电单元是并联结构，其输出电流能力大大增强，随着电能输出的持续，输出电压vo快速降低，当输出电压vo低于的导通阈值时，输出关闭，这种设计使得该电路具有自保护功能，即通过合理选择的导通阈值电压，即便失控情况下，也能限制放电脉冲强度和持续时间，避免在身体出现的症状不太严重时进行过强度电刺激，引起严重事故；当大电流深度放电控制信号和使能信号满足要求时，n个大电流深度放电单元导通进行放电，一方面，由于输出不经过电感li，其放电电流值大大提高，大幅提高电刺激强度，另一方面，由于pmos管的开通阈值电压小于的开通阈值电压，所以放电深度加深，电刺激持续时间更长，能够有效挽救出现休克等极端情况下的患者，本发明提供两种放电模式：正常放电模式和大电流深度放电模式，适应
患者不同情况的需求。
10.3、本发明通过上述整体结构的设置，具有结构简单，成本低，实用性好的优点，且电路采用的结构为成熟结构，元件均为常用的电子元件，能有效控制成本及实现高可靠性。
附图说明
11.图1为本发明的电路图；
12.图2为本发明上电阶段充电电压和电流波形图；
13.图3为本发明电容直接并联时上电阶段充电电压和电流波形图
14.图4为本发明滞回阶段充电电压和电流波形图；
15.图5为本发明正常放电阶段电压电流波形图；
16.图6为本发明大电流深度放电阶段电压电流波形图。
具体实施方式
17.下面结合附图和实施例对本发明作进一步的说明，但并不作为对本发明限制的依据。
18.实施例：一种用于植入医疗装置大电流输出电路，如附图1所示，包括充电控制开关、n个充放电单元、高频滤波电容cf、放电控制开关、充电控制模块、n个大电流深度放电开关单元和大电流深度放电控制电路，所述充放电单元由电容ci、电感li和mos管组成，mos管的源极与电感li的一端以及电容ci的一端连接，mos管的栅极与电容ci的另一端连接，且电容ci的另一端接地；所述大电流深度放电开关单元由pmos管和nmos管组成，pmos管的栅极与nmos管的漏极连接，nmos管的源极接地，nmos管的栅极与大电流深度放电控制电路连接，pmos管的源极与对应充放电单元中的mos管的源极、电容ci的一端以及电感li的一端连接，pmos管的漏极与输出电流连接；所述充电控制开关由pmos管q
in
组成，放电控制开关由mos管和mos管组成；所述大电流深度放电开关单元由pmos管和nmos管组成；其中，i为充放电单元的位序，且1≤i≤n，当i＝1时，在第一个充放电单元中，电感l1的另一端与充电控制开关的pmos管q
in
的漏极连接，mos管的漏极与第二个充放电单元中的电感l2的另一端连接；当1《i≤n时，在第i个充放电单元中，电感li的另一端与第i-1个充放电单位中的mos管的漏极连接；当i＝n时，在第n个充放电单元中，mos管的漏极与高频滤波电容cf的一端、充电控制模块的负极以及放电控制开关中的mos管的源极连接；所述高频滤波电容cf的另一端接地，放电控制开关中，mos管的栅极与mos管的漏极连接，mos管的漏极与电流输出端连接，mos管的源极接地，充电控制开关的pmos管q
in
的源极与电流输入端连接，pmos管q
in
的栅极与充电控制模块的正极连接。
19.所述大电流深度放电控制电路输入信号为大电流放电控制信号和使能信号
输出控制大电流深度放电开关单元的通过增加使能信号提高大电流放电的可靠性，降低受干扰的可能。
20.所述充电控制模块输出电压为滞回特性，充电控制模块电压的回差设计是为了防止开关q
in
频繁通断导致损耗增加和元件寿命降低。其输出电压值由模块输出电压状态及充放电单元当前电压决定，输出电压只有两个值，分别为高电压vh和零电压，充电控制开关的pmos管q
in
导通的阈值电压为通过合理设计vh，满足：
21.图2所示为上电充电时，各电容电压和充电电流i
in
波形图。定义刚上电时为0时刻，下面分时段进行详细分析：
22.⑴
0≤t＜t3时段：在0＜t≤t1阶段，由于输出电压vo为零，所以充电控制模块输出为零，q
in
导通，vd开始给c1充电。在q
in
导通接入c1充电瞬间，l1起作用抑制了vd的瞬间跌落。因c1没有储能，l1很小，所以i
in
增长很快导致c1上的电压快速升高。考虑到l1电感值很小，其饱和电流亦较小。当t＝t1，i
in
升高到i1时，l1饱和，只充当导线作用。在t1＜t≤t2阶段，i
in
瞬间大幅增大，并达到最大值i2，致使急剧增加，只要合理设计就能保证在l1饱和情况下所以，即便q
in
的导通压降为零，也能保证q
in
保持导通。在t2＜t≤t3阶段，电路等价为一阶rc充电电路，电压变化曲线和电流变化曲线满足一阶rc充电电路的特征。随着充电过程的持续，c1电压持续上升，i
in
持续减小。在t3时刻，达到mos管开通阈值电压开通阈值电压导通，电容c2接入充电；
23.⑵
t3≤t＜t4时段：在c2接入充电瞬间，l2起作用抑制了的瞬间跌落。由于c2接入电路时，电感l2电流为零，而i
in
电流较大，所以继续升高，但升高的幅度减小。同时，电感l2在电压作用下，电流快速增加，电压升高。随着充电的持续，达到开通阈值电压达到开通阈值电压导通，电容c3接入充电。该阶段，由于充电电容值的增大，充电电流i
in
变得更加平坦，这也符合一阶rc充电电路增大电容情况下的特性。
24.⑶
t4≤t＜t6时段：在c3接入充电瞬间，l3起作用抑制了和的瞬间跌落。由于c3接入电路时，电感l3电流为零，而i
in
电流较大，所以和继续升高，但升高的幅度继续减小。同时，电感l3在和电压作用下，电流快速增加，电压升高。随着充电的持续，达到开通阈值电压到开通阈值电压导通，电容c4接入充电。同理，在阶段，由于充电电容值的继续增大，充电电流i
in
变得更加平坦，这也符合一阶rc充电电路增大电容情况下的特性。需要注意的是，由于i
in
的持续降低，i
in
的值一定会小于l1的饱和电流i1，l1再次充电电感的作用，但其并不会改变整个充电电路电压和电流的形态。i
in
小于i1情况具体在什么时间要由系统参数确定，但本发明假设t＝t5满足i
in
＝i1。同样道理，其他电感l2,l3,
…
,ln同样会经历电流增加到饱和以及退出饱和的情况，但不影响整个充放电电路的分析，后面的情形以此类推。
25.⑷
t
n-1
≤t＜tn时段：此时，在cn接入充电瞬间，ln起作用抑制了v
n-1
，v
n-2
，
…
和的瞬间跌落。由于cn接入电路时，电感ln电流为零，而v
n-1
，v
n-2
，
…
和均储备足够的能量，电感ln在v
n-1
，v
n-2
，
…
和电压作用下，电流快速增加，电压升高。随着充电的持续，达到开通阈值电压通阈值电压导通，高频滤波电容cf接入充电电路。此时，充电电路的总电容为c1,
…
,cn,cf的并联。随着充电时间的持续，电压vo持续上升，直至t＝t
β
时刻，vo＝βvd，充电控制模块输出信号为高，q
in
截止，充电结束。
26.图3所示为电容直接并联时上电阶段充电电压和电流波形图。从理论和图形上可知，由于没有电感的限流以及电容过大，导致上电瞬间电流i
in
很大并且长期处于安全电流区间之上，触发整个系统的过流保护而停止工作，这是十分危险的情况。对比图2和图3可知，采用本发明提出的方案，能有效抑制输入电流处于过流状态，提高系统的稳定性和安全性。
27.图4所示为滞回阶段充电电压和电流波形图。在电路充满电之后，因元件的漏电以及充电控制模块取样电压导致的微弱电量损耗，输出电压vo极其缓慢的速度降低。当vo＜αvd时，为低，q
in
导通，启动充电。如果那么还处于导通状态，充电过程如4所示，为一阶rc充电。如果那么还处于截止状态，充电过程与图2所示类似，只是充电时刻电压不再为零，而是详细分析过程可参考图2，在此不赘述。
28.图5为正常放电阶段电压电流波形图。假定正常放电之前处于αvd＜vo≤βvd状态，则在t＝ta时刻，正常放电控制信号为高电平vh，均开通，电路开始放电。此时，n个电容并联开始输出电流，由于有电感l1,
…
,ln的作用，限制了其电流瞬间剧增，只要合理设计参数，值能满足对不太严重患者电刺激所需要求。随着电容电压vo减小，在t＝tb时刻，放电结束，其中：其中：为的导通阈值电压。如果放电控制信号失控，即持续时间超出设定值，如果此时不对输出电流进行限制，强烈的电刺激可能会导致生命危险。通过合理设计的阈值电压可以起到保护作用。也就是当放电过程中，电压vo值低于的阈值电压时，截止，放电结束。此时即便为高电平也不会放电，起到对患者的保护作用。
29.图6为大电流深度放电阶段电压电流波形图。假定大电流深度放电之前处于αvd＜vo≤βvd状态，则在t＝tc时刻，大电流深度放电控制信号和使能信号满足要求，则n个大电流深度放电开关导通，电容c1,
…
,cn开始放电。一方面，由于没有电感l1,
…
,ln的作用，其电流在放电瞬间急剧增大到另一方面，由于的导通阈值电压小于的阈值电压所以放电的深度更深，电刺激持续时间更长。因而大电流深度放
电能满足情急情况下对患者的电刺激，提高挽救患者生命的可能。随着快速下降。在t＝td时刻，低于的导通阈值电压的导通阈值电压截止，大电流深度放电阶段结束。
30.实施例不应视为对本发明的限制，任何基于本发明的精神所作的改进，都应在本发明的保护范围之内。