本公开涉及用于外部补偿的驱动器集成电路和包括该驱动器集成电路的显示装置。
背景技术：
已经研发和销售了各种类型的平板显示器。在各种类型的平板显示器当中，电致发光显示器取决于发射层的材料被分类为无机电致发光显示器和有机电致发光显示器。特别地，有源矩阵有机发光二极管(oled)显示器包括能够自己发光的多个oled，并且具有诸如响应时间快、发光效率高、照度高、视角宽等许多优点。
用作自发光元件的oled包括在阳极电极、阳极电极、以及阳极电极和阴极电极之间的有机化合物层。有机化合物层包括空穴注入层hil、空穴传输层htl、发射层eml、电子传输层etl和电子注入层eil。当向阳极电极和阴极电极施加电源电压时，穿过空穴传输层htl的空穴和穿过电子传输层etl的电子移动到发射层eml并形成激子。结果，发射层eml生成可见光。
oled显示器包括矩阵中的包括oled和薄膜晶体管(tft)的多个像素，并且基于图像数据的灰度调整在像素上实现的图像的照度。驱动tft取决于驱动tft的栅极和源极之间的电压(以下称为“栅源电压”)来控制在oled中流动的驱动电流。取决于oled的驱动电流来确定由oled发射的光量，并且取决于oled发射的光量来确定图像的照度。
一般而言，当驱动tft在饱和区域中工作时，在驱动tft的漏极和源极之间流动的驱动电流ids由下面的等式1表示。
[等式1]
ids＝1/2*(μ*c*w/l)*(vgs-vth)2
在等式1中，μ是电子迁移率，c是栅极绝缘层的电容，w是驱动tft的沟道宽度，并且l是驱动tft的沟道长度。此外，vgs是驱动tft的栅极和源极之间的电压，并且vth是驱动tft的阈值电压(或临界电压)。根据像素结构，驱动tft的栅源电压vgs可以是数据电压和参考电压之间的电压差。数据电压是与图像数据的灰度对应的模拟电压，参考电压是固定电压。因此，驱动tft的栅源电压vgs取决于数据电压而被编程或设置。然后，取决于编程的栅源电压vgs来确定驱动电流ids。
像素的电气特性(诸如驱动tft的阈值电压vth和电子迁移率μ以及oled的阈值电压)可以是确定驱动tft的驱动电流ids的量的因素。因此，所有像素必须具有相同的电气特性。然而，可由于诸如工艺特性和时变特性之类的各种原因而生成像素之间的电气特性的变化。像素之间的电气特性的变化可导致照度变化，并且难以实现期望的图像。
为了补偿像素之间的照度变化，存在一种已知的外部补偿技术，其用于感测像素的电气特性并且基于感测结果校正输入图像的数字数据。为了补偿照度变化，当施加到像素的数据电压改变“δx”时，必须确保电流改变δy。因此，外部补偿技术通过对每个像素计算“δx”并向oled施加相同的驱动电流来实现相同的亮度。也就是说，外部补偿技术是调整灰度级，以使得像素具有相同的亮度。
为了实现外部补偿技术，要求显示面板包括像素、通过感测线连接到显示面板的像素并且感测像素的电气特性的传感器、用于为像素和传感器供应所需要的电压的电压发生器、以及用于将从传感器输入的模拟感测数据转换为数字感测数据的模数转换器(adc)。可在驱动器集成电路(ic)中嵌入多个传感器、多个电压发生器和多个adc。
从adc输出的数字感测数据可由于各种原因(例如，感测线中存在的公共噪声、电压发生器之间的偏移变化、传感器之间的偏移变化、以及adc之间的偏移变化)而失真。如果感测数据失真，则不能正确地补偿由像素之间的电气特性差异引起的照度偏差。
技术实现要素：
本公开提供了一种用于外部补偿的驱动器集成电路和包括该驱动器集成电路的显示装置，其能够通过增加像素的电气特性的感测性能来最小化感测数据的失真。
在一个方面，提供了用于外部补偿的驱动器集成电路，该驱动器集成电路包括：感测单元，该感测单元包括多个感测开关，所述感测开关通过感测通道连接到多个像素并且根据电流感测模式和电压感测模式来以不同的方式进行操作，所述感测单元被配置为感测从感测通道输入的像素的电气特性；采样保持单元，其被配置为对与像素的电气特性相对应的模拟感测数据进行采样；以及模数转换器(adc)，其被配置为将由采样保持单元采样的模拟感测数据转换为数字感测数据。
附记1.一种用于外部补偿的驱动器集成电路，该驱动器集成电路包括：
感测单元，所述感测单元包括多个感测开关，所述多个感测开关通过感测通道连接到多个像素并且根据电流感测模式和电压感测模式以不同的方式进行操作，所述感测单元感测从所述感测通道输入的所述多个像素的电气特性；
采样保持单元，所述采样保持单元对与所述多个像素的电气特性相对应的模拟感测数据进行采样；以及
模数转换器adc，所述adc将所采样的模拟感测数据转换成数字感测数据。
附记2.根据附记1所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述电流感测模式是直接感测在所述像素的驱动薄膜晶体管tft中流动的驱动电流的模式，并且所述电压感测模式是感测通过在所述像素的所述驱动tft中流动的所述驱动电流而被充电至所述感测通道的电压的模式。
附记3.根据附记1所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述电流感测模式包括电流积分器操作模式，所述电流积分器操作模式允许所述感测单元作为电流积分器操作，以便直接感测在所述多个像素的驱动薄膜晶体管tft中流动的驱动电流。
附记4.根据附记3所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述电流感测模式还包括第一电压跟随器操作模式，所述第一电压跟随器操作模式允许所述感测单元作为电压跟随器操作，以便获得用于补偿所述模数转换器的输出变化的adc变化补偿数据。
附记5.根据附记4所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述感测单元包括：
放大器，所述放大器具有非反相输入端子、反相输入端子和输出端子；
第一感测开关，所述第一感测开关连接在所述感测通道与所述放大器的所述非反相输入端子之间；
第二感测开关，所述第二感测开关连接在输出参考电压的电压发生器与所述放大器的所述非反相输入端子之间；
第三感测开关，所述第三感测开关连接在所述感测通道与所述放大器的所述反相输入端子之间；
第四感测开关，所述第四感测开关连接在所述放大器的所述反相输入端子与所述放大器的所述输出端子之间；以及
第一电容器，所述第一电容器连接在所述放大器的所述反相输入端子与所述放大器的所述输出端子之间。
附记6.根据附记5所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，在所述电流积分器操作模式中，所述第二感测开关和所述第三感测开关导通，并且所述第一感测开关和所述第四感测开关关断。
附记7.根据附记5所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，在所述第一电压跟随器操作模式中，所述第二感测开关和所述第四感测开关导通，并且所述第一感测开关和所述第三感测开关关断。
附记8.根据附记5所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述电压感测模式包括第二电压跟随器操作模式或旁路操作模式，所述第二电压跟随器操作模式允许所述感测单元作为电压跟随器操作，所述旁路操作模式对所述感测单元进行旁路并且将所述感测通道直接连接到所述采样保持单元，以便通过在多个像素的所述驱动tft中流动的驱动电流来感测充电至所述感测通道的电压。
附记9.根据附记8所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述感测单元还包括第五感测开关，所述第五感测开关连接在所述感测通道与所述放大器的输出端子之间。
附记10.根据附记9所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，在所述第二电压跟随器操作模式中，所述第一感测开关和第四感测开关导通，并且所述第二感测开关、第三感测开关和第五感测开关关断。
附记11.根据附记9所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，在所述旁路操作模式中，所述第五感测开关导通，并且所述第一感测开关至第四感测开关关断。
附记12.根据附记5所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，所述感测单元还包括第二电容器和第六感测开关，以便校准所述放大器的偏移，
其中，所述第二电容器的一个电极连接到所述放大器的所述反相输入端子，并且所述第二电容器的另一个电极共同连接到所述第三感测开关的一端、所述第四感测开关的一端和所述第一电容器的一个电极，并且
其中，所述第六感测开关的一端共同连接到所述放大器的所述反相输入端子和所述第二电容器的所述一个电极，并且所述第六感测开关的另一端连接到所述放大器的所述输出端子。
附记13.根据附记12所述的用于外部补偿的驱动器集成电路，其中，在偏移采样时段和偏移补偿时段期间来校准所述放大器的偏移，
其中，在所述偏移采样时段期间，所述第二感测开关、所述第三感测开关和所述第六感测开关导通，并且所述第四感测开关关断，并且
其中，在所述偏移补偿时段期间，所述第二感测开关和第四感测开关导通，并且所述第三感测开关和第六感测开关关断。
附图说明
被包括以提供对本发明的进一步理解并被并入且构成本说明书的一部分的附图例示了本发明的实施方式，并与说明书一起用于解释本发明的原理。在附图中：
图1是根据本发明的实施方式的用于外部补偿的电致发光显示器的框图；
图2示意性地例示了根据本发明的实施方式的用于外部补偿的驱动器集成电路(ic)与像素之间的连接配置；
图3是根据本发明的实施方式的像素的等效电路图；
图4是例示本发明的实施方式的外部补偿方法的流程图；
图5a例示了在图4的外部补偿方法中获得参考曲线方程式；
图5b例示了图4的外部补偿方法中的显示面板的平均i-v曲线和要补偿的像素的i-v曲线；
图5c例示了图4的外部补偿方法中的显示面板的平均i-v曲线、要补偿的像素的i-v曲线和经补偿的像素的i-v曲线；
图6、图7和图8例示了外部补偿模块的各种示例；
图9例示了根据本发明的实施方式的在电流感测模式中操作的用于外部补偿的驱动器ic的配置；
图10是例示包括在图9的传感器中的感测开关在每个操作模式中的开关定时的表格；
图11a和图11b是传感器在电流感测模式下在电流积分器操作模式和第一电压跟随器操作模式中操作时的等效电路图；
图12例示了根据本发明的实施方式的用于电流感测模式和电压感测模式二者的用于外部补偿的驱动器ic的配置；
图13是例示包括在图12的传感器中的感测开关在每个操作模式中的开关定时的表格；
图14a和图14b是当传感器在电压感测模式下在第二电压跟随器操作模式和旁路操作模式中操作时的等效电路图；
图15是例示本发明的另一实施方式的用于外部补偿的驱动器ic的配置；
图16例示了用于在包括在图15的用于外部补偿的驱动器ic中的传感器中执行偏移校准的感测开关的开关定时；
图17a和图17b是对应于图16的偏移采样时段和偏移补偿时段的传感器的等效电路图；
图18和图19例示了根据本发明的另一实施方式的能够执行相关双重采样的用于外部补偿的驱动器ic的配置；
图20例示了包括在图18和图19的用于外部补偿的驱动器ic中以执行相关双重采样的通道开关的开关定时；以及
图21例示了相关双重采样的操作概念。
具体实施方式
现在将详细参照本公开的实施方式，其示例在附图中示出。然而，本公开不限于下面公开的实施方式，并且可以以各种形式实现。提供这些实施方式以使得本公开将被详尽和完整地描述，并且将向本公开所属领域的技术人员充分地传达本公开的范围。本公开仅由权利要求的范围限定。
用于描述本公开的实施方式的附图中所示的形状、尺寸、比例、角度、数量等仅仅是示例性的，并且本公开不限于此。类似的附图标记始终表示类似的元件。在下面的描述中，当确定与本文档相关的公知功能或配置的详细描述不必要地模糊本发明的要点时，将省略对其的详细描述。
在本公开中，当使用术语“包括”、“具有”、“由...组成”等时，除非使用“仅…”，否则可以添加其它组件。只要单数表述在上下文中不具有明显不同的含义，那么单数表述可以包括复数表述。
在组件的说明中，即使没有单独的描述，它也被解释为包括误差范围。
在位置关系的描述中，当将结构描述为位于另一结构“上或上方”、“下或下方”，或“紧挨着”另一结构时，此描述应被解释为包括结构彼此接触的情况以及在其间设置第三结构的情况。
术语“第一”、“第二”等可以用于描述各种组件，但是组件不受这些术语的限制。这些术语仅用于区分一个组件和其它组件的目的。例如，在不脱离本发明的范围的情况下，可以将第一组件指定为第二组件。
本公开的各种实施方式的特征可以彼此部分地组合或完全组合，并且可以在技术上以各种方式互锁驱动。实施方式可以独立地实现或者可以彼此结合地实现。
下面将参照附图详细描述本公开的各种实施方式。在以下实施方式中，将描述一种电致发光显示器，其重点在于包括有机发光材料的有机发光二极管(oled)显示器。然而，应当注意，本公开的实施方式不限于oled显示器，并且可以应用于包括无机发光材料的无机发光显示器。此外，应当注意，本公开的实施方式不仅可以应用于电致发光显示器，而且可以应用于诸如柔性显示装置和可穿戴显示装置的各种显示装置。
图1是根据本发明的实施方式的用于外部补偿的电致发光显示器的框图。图2示意性地例示了根据本发明的实施方式的用于外部补偿的驱动器集成电路(ic)与像素之间的连接配置。图3是根据本发明的实施方式的像素的等效电路图。图4是例示根据本发明的实施方式的外部补偿方法的流程图。图5a例示了在图4的外部补偿方法中获得的参考曲线方程式。图5b例示了图4的外部补偿方法中的显示面板的平均i-v曲线和要补偿的像素的i-v曲线。图5c例示了图4的外部补偿方法中的显示面板的平均i-v曲线、要补偿的像素的i-v曲线和经补偿的像素的i-v曲线。
参照图1至图3，根据本发明的实施方式的电致发光显示器可以包括显示面板10、驱动器ic(或称为“d-ic”)20、补偿ic30、主机系统40和储存存储器50。根据本发明的实施方式的用于外部补偿的驱动电路包括显示面板10中包括的选通驱动器15、驱动器ic20、补偿ic30和储存存储器50。
显示面板10包括多个像素p和多个信号线。信号线可以包括用于向像素p供应模拟数据电压的数据线140和用于向像素p供应选通信号的选通线160。在本文公开的实施方式中，选通信号可以包括多个选通信号，这多个选通信号包括第一选通信号scan1和第二选通信号scan2。在这种情况下，每个选通线160可以包括用于供应第一选通信号scan1的第一选通线160a和用于供应第二选通信号scan2的第二选通线160b。然而，根据像素p的电路配置，选通信号可以包括一个选通信号。在这种情况下，每个选通线160可以包括单个选通线。实施方式不限于选通信号和选通线160的示例性配置。
信号线还可以包括用于向像素p供应参考电压vref并感测像素p的电气特性的感测线150。然而，，可以通过数据线140以及感测线150来感测像素p的电气特性。在下面的描述中，为了方便起见，描述了通过感测线150感测像素p的电气特性，但实施方式不限于此。实施方式可以应用于通过感测线150或数据线140感测像素p的电气特性的所有情况。
显示面板10的像素p以矩阵形式设置以形成像素阵列。每个像素p可以连接到数据线140中的一个，感测线150中的一个以及选通线160中的至少一个。每个像素p被配置为从电力生成器接收高电位像素电力和低电位像素电力。为此，电力生成器可以通过高电位像素电力线或焊盘向像素p供应高电位像素电力，并且可以通过低电位像素电力线或焊盘向像素p供应低电位像素功率。
选通驱动器15可以生成显示驱动所需的显示选通信号和感测驱动所需的感测选通信号。显示选通信号和感测选通信号中的每一个可以包括第一选通信号scan1和第二选通信号scan2。
在显示驱动时，选通驱动器15可以生成第一显示选通信号scan1，以将第一显示选通信号scan1供应给第一选通线160a，并且可以生成第二显示选通信号scan2以供应第二显示选通信号scan2到第二选通线160b。第一显示选通信号scan1是与显示数据电压vdata-dis的施加定时同步的信号，第二显示选通信号scan2是与参考电压vref的施加定时同步的信号。
在感测驱动时，选通驱动器15可以生成第一感测选通信号scan1，以将第一感测选通信号scan1供应给第一选通线160a，并且可以生成第二感测选通信号scan2以供应第二感测选通信号scan2到第二选通线160b。第一感测选通信号scan1是与感测数据电压vdata-sen的施加定时同步的信号，第二感测选通信号scan2是与参考电压vref的施加定时同步的信号。
选通驱动器15可以以面板中选通驱动器(gip)方式直接形成在显示面板10的下基板上。选通驱动器15可以通过与像素阵列相同的tft工艺形成在显示面板10的像素阵列外部的非显示区域(即，边框区域)中。
驱动器ic20包括定时控制器21、数据驱动器25和模数转换器(adc)。数据驱动器25可以包括传感器22和电压发生器23，但不限于此。
定时控制器21可以生成用于控制选通驱动器15的操作定时的选通定时控制信号gdc和用于基于定时信号(例如，从主机系统40接收的数据使能信号de、垂直同步信号vsync、水平同步信号hsync和点时钟信号dclk)控制数据驱动器25的操作定时的数据定时控制信号ddc。
数据定时控制信号ddc可以包括源起始脉冲、源采样时钟和源输出使能信号等，但不限于此。源起始脉冲控制数据驱动器25的数据采样的起始定时。源采样时钟是基于上升沿或下降沿来控制数据的采样定时的时钟信号。源输出使能信号控制数据驱动器25的输出定时。
选通定时控制信号gdc可以包括选通起始脉冲、选通移位时钟等，但不限于此。选通起始脉冲被施加到选通驱动器15的一级，以用于生成第一输出，并激活该级的操作。选通移位时钟是共同输入到多个级并对选通起始脉冲进行移位的时钟信号。
定时控制器21可以根据预定控制序列来控制感测驱动和显示驱动。感测驱动是感测像素p的电气特性并根据感测结果更新用于补偿像素p的电气特性的改变的补偿值的操作。显示驱动是基于在感测驱动时获得的补偿值来调制输入数字图像数据、将调制的数字图像数据转换为模拟数据电压、将模拟数据电压施加到像素、并显示输入图像的操作。
定时控制器21可以不同地生成显示驱动的定时控制信号和感测驱动的定时控制信号。然而，实施方式不限于此。在定时控制器21的控制下，可以在显示驱动期间的垂直消隐间隔中、在显示驱动开始之前的上电序列间隔中、或者在显示驱动结束之后的断电序列间隔中执行感测驱动。然而，实施方式不限于此。例如，感测驱动可以在显示驱动期间的垂直有效时段中执行。
垂直消隐间隔是不写入输入数字图像数据的时间，并且被布置在写入一个帧的输入数字图像数据的垂直有效时段之间。上电序列间隔是驱动电源导通和图像显示开始之间的瞬时时间。断电顺序间隔是图像显示结束和驱动电源关断之间的瞬时时间。
定时控制器21可以根据预定的感测过程控制感测驱动的所有操作。也就是说，感测驱动可以在系统电源被施加时仅关断显示装置的屏幕的状态(例如，待机模式、睡眠模式、低功率模式等)中执行。然而，实施方式不限于此。
定时控制器21可以根据先前由用户在感测驱动时确定的寄存器设置值，来选择性地在电流感测模式或电压感测模式中控制传感器22的操作。
定时控制器21可以附加地根据校准过程来控制传感器22的操作。可以执行校准过程以补偿adc的输出变化，传感器22的输出变化等。校准过程可以在感测驱动的预定时间期间执行。通过在用于补偿像素p的电气特性中的改变的补偿值中反映校准过程中获得的adc变化补偿(avc)数据，可以防止感测数据由于adc的输出变化、传感器22的输出变化等而失真或将失真最小化。因为adc和传感器22的特性的变化(例如，偏移变化)比像素p的电气特性的变化进行得相对更慢，所以可以在每当执行多次感测驱动时执行一次校准过程。然而，实施方式不限于此。例如，可以在每次执行感测驱动时执行校准过程。
电压发生器23包括将数字信号转换为模拟信号的数模转换器(dac)。dac包括生成显示数据电压vdata-dis或感测数据电压vdata-sen的gmadac和生成参考电压vref的gbldac。
在显示驱动时，电压发生器23使用gmadac将数字图像数据v-data转换为模拟伽玛电压，并向数据线140供应作为显示数据电压vdata-dis的转换结果。此外，电压发生器23使用gbldac生成参考电压vref，并将参考电压vref供应给感测线150。在显示驱动中，供应给数据线140的显示数据电压vdata-dis与第一选通信号scan1的导通定时同步地被施加到像素p，并且供应给感测线150的参考电压vref与第二选通信号scan2的导通定时同步地施加到像素p。包括在像素p中的驱动薄膜晶体管(tft)的栅源电压由显示数据电压vdata-dis和参考电压vref编程，并且驱动tft中流动的驱动电流根据驱动tft的栅源电压而被确定。
在感测驱动时时，电压发生器23生成使用gmadac预先确定的感测数据电压vdata-sen，并将感测数据电压vdata-sen供应给数据线140。此外，电压发生器23使用gbldac生成参考电压vref，并将参考电压vref供应给感测线150和传感器22。在感测驱动时，供应给数据线140的感测数据电压vdata-sen与第一选通信号scan1的导通定时同步地被施加到像素p，并且供应给感测线150的参考电压vref与第二选通信号scan2的导通定时同步地被施加到像素p。包括在像素p中的驱动tft的栅源电压由感测数据电压vdata-sen和参考电压vref编程，并且驱动tft中流动的驱动电流根据驱动tft的栅源电压而被确定。
在感测驱动时，传感器22可以通过感测线150感测像素p的电气特性，例如包括在像素p中的驱动tft和/或oled的电气特性。
在感测驱动时，传感器22可以在定时控制器21的控制下以电流感测模式或电压感测模式操作。在本文公开的实施方式中，电流感测模式指示直接感测在像素p的驱动tft中流动的驱动电流的模式。电压感测模式指示感测通过在像素p的驱动tft中流动的驱动电流而被充电至感测通道的电压的模式。
传感器22包括感测单元sut和采样保持单元sha。感测单元sut可以包括多个感测开关，其在定时控制器21的控制下通过感测通道连接到多个像素p，并且根据电流感测模式和电压感测模式而以不同的方式进行操作。
在电流感测模式中，感测单元sut可以在电流积分器操作模式中操作，其中可以根据多个感测开关的开关操作来感测电流。电流积分器操作模式用于感测像素p的电气特性。在电流感测模式中，感测单元sut可以在第一电压跟随器操作模式中操作，其中可以根据多个感测开关的开关操作来感测电压。第一电压跟随器操作模式用于在校准过程中获得avc数据。当感测单元sut操作为电压跟随器时，因为感测单元sut的偏移变化反映在avc数据中，所以可以进一步提高感测数据的精度。因为第一电压跟随器操作模式对应于用于获得avc数据的校准过程，因此可以在每次执行感测驱动时执行第一电压跟随器操作模式，或者可以在每当执行多次感测驱动时执行一次第一电压跟随器操作模式。
在电压感测模式中，感测单元sut可以根据多个感测开关的开关操作而在第二电压跟随器操作模式或旁路操作模式中操作。在第二电压跟随器操作模式中，感测通道和采样保持单元sha可以通过电压缓冲器(或电压跟随器)相连。在旁路操作模式中，感测通道和采样保持单元sha可以对感测单元sut进行旁路并且可以直接相连。
在电压感测模式中，采样保持单元sha可以感测通过在像素p的驱动tft中流动的驱动电流而被充电至感测通道的电压，并且可以通过校准过程获得avc数据。可以在每次执行感测驱动时执行用于获得avc数据的校准过程，或者可以在每当执行多次感测驱动时执行一次校准过程。
adc可以顺序地处理多个模拟感测数据。一个adc或多个adc可以安装在驱动器ic20中。adc的采样速率和感测的精度是权衡的关系。因为每个adc要处理的感测数据量随着安装在驱动器ic20中的adc数量的增加而降低，因此可以减小adc的采样速率，并且可以增加感测的精度。然而，当adc的数量增加时，驱动器ic20中的adc所占据的面积可增加。这个问题可以通过adc和电压发生器23彼此共享电路元件(例如，gac)来解决。
adc可以被实现为闪存adc、使用跟踪方法的adc、逐次逼近寄存器adc等。adc将模拟感测数据转换为数字感测数据s-data，并将数字感测数据s-data供应给感测驱动中的储存存储器50。然后，adc将在校准过程中获得的avc数据供应给储存存储器50。
储存存储器50在感测驱动时存储从传感器22输入的数字感测数据s-data和avc数据。储存存储器50可以被实现为闪存存储器，但不限于此。
为了显示驱动的目的，补偿ic30基于从储存存储器50读取的数字感测数据s-data和avc数据来计算每个像素的偏移和增益。补偿ic30根据计算的偏移和增益来调制(或校正)要输入到像素p的数字图像数据，并将调制的数字图像数据v-data供应给驱动器ic20。为此，补偿ic30可以包括补偿器31和补偿存储器32。
补偿存储器32将从储存存储器50读取的数字感测数据s-data和avc数据发送到补偿器31。补偿存储器32可以是随机存取存储器(ram)，例如双数据速率同步动态ram(ddrsdram)，但不限于此。
如图4至图5c所示，补偿器31可以包括补偿算法，补偿算法执行补偿操作，以使得要补偿的像素的电流(i)-电压(v)曲线与平均i-v曲线一致。其中可以通过多个感测操作获得平均i-v曲线。
更具体地说，如图4和图5a所示，在步骤s1中，补偿器31执行多个灰度级(例如，总共七个灰度级a至g)的感测，然后通过已知的最小二乘法获得对应于平均i-v曲线的以下等式2。
[等式2]
i＝a(vdata-b)c
其中“a”是驱动tft的电子迁移率，“b”是驱动tft的阈值电压，“c”是驱动tft的物理属性值。
如图4和图5b所示，在步骤s2中，补偿器31基于电流值i1和i2以及在两个点处测量的灰度值(灰度级x和y)(即，数据电压值vdata1和vdata2)来计算对应像素p的参数值a'和b'。
[等式3]
i1＝a′(vdata1-b′)c
i2＝a′(vdata2-b′)c
补偿器31可以使用上述等式3中的二次方程来计算对应像素p的参数值a'和b'。
如图4和图5c所示，在步骤s3中，补偿器31可以计算用于使得对应像素p的i-v曲线与平均i-v曲线一致的偏移和增益。经补偿的像素的偏移和增益由等式4表示。
[等式4]
其中，“vcomp”是补偿电压。
在步骤s4中，补偿器31校正要输入到对应像素p的数字图像数据，以使得数字图像数据对应于补偿电压vcomp。
主机系统40可以将要输入给显示面板10的像素p的数字图像数据供应到补偿ic30。主机系统40还可以将用户输入信息(例如，数字亮度信息)供应给补偿ic30。主机系统40可以被实现为应用处理器。
数据驱动器25的电压发生器23可以通过数据线140连接到像素p，并且数据驱动器25的传感器22可以通过感测线150连接到像素p。在这种情况下，像素p的示例性配置如图3所示。然而，图3的像素配置仅是示例，实施方式不限于此。
图3的像素p可以用作用于显示驱动的像素和用于感测驱动的像素。因此，第一选通信号scan1可以是第一显示选通信号scan1或第一感测选通信号scan1，并且第二选通信号scan2可以是第二显示选通信号scan2或第二感测选通信号scan2。此外，电压发生器23可以向数据线140供应显示数据电压vdata-dis或感测数据电压vdata-sen。尽管未示出，但电压发生器23可以向感测线150供应参考电压vref。传感器22可以通过感测线150感测像素p的电气特性。
像素p可以包括oled、驱动tftdt、存储电容器cst、第一开关tftst1和第二开关tftst2。
oled是根据从驱动tftdt输入的驱动电流发光的发光元件。oled包括阳极电极、阴极电极、以及阳极电极和阴极电极之间的有机化合物层。阳极电极连接到作为驱动tftdt的栅极的第一节点n1。阴极电极连接到低电位驱动电压vss的输入端子。根据oled发出的光量来确定在对应像素上显示的图像的灰度级。
驱动tftdt是根据驱动tftdt的栅源电压vgs来控制向oled输入的驱动电流的驱动元件。驱动tftdt包括连接到第一节点n1的栅极、连接到高电位驱动电压vdd的输入端的漏极和连接到第二节点n2的源极。
存储电容器cst连接在第一节点n1和第二节点n2之间。存储电容器cst将驱动tftdt的栅源电压vgs保持预定时间。
第一开关tftst1响应于第一选通信号scan1将数据线140上的显示数据电压或感测数据电压施加到第一节点n1。第一开关tftst1包括连接到第一选通线160a的栅极、连接到数据线140的漏极和连接到第一节点n1的源极。
第二开关tftst2响应于第二选通信号scan2而使第二节点n2与感测线150之间的电流导通或断开。第二开关tftst2包括连接到第二选通线160b的栅极、连接到感测线150的漏极和连接到第二节点n2的源极。当第二开关tftst2导通时，第二节点n2和传感器22电连接。
图6至图8例示了外部补偿模块的各种示例。
参照图6，根据本发明的实施方式的电致发光显示器可以包括安装在膜上芯片(cof)上的驱动器ic(或称为“d-ic”)20、安装在柔性印刷电路板(fpcb)上的储存存储器50和电源ic(或被称为“p-ic”)60、以及安装在系统印刷电路板(spcb)上的主机系统40，以实现外部补偿模块。
除了定时控制器21、传感器22和电压发生器23之外，驱动器ic(d-ic)20还可以包括补偿器31和补偿存储器32。通过将驱动器ic(d-ic)20和补偿ic30(参见图1)形成在一个芯片内来实现外部补偿模块。电源ic(p-ic)60生成操作外部补偿模块所需的各种驱动电源。
参照图7，根据本发明的实施方式的电致发光显示器可以包括安装在膜上芯片(cof)上的驱动器ic(或称为“d-ic”)20、安装在柔性印刷电路板(fpcb)上的储存存储器50和电源ic(或被称为“p-ic”)60、以及安装在系统印刷电路板(spcb)上的主机系统40，以实现外部补偿模块。
图7的外部补偿模块与图6的外部补偿模块的不同在于：补偿器31和补偿存储器32安装在主机系统40上，而不安装在驱动器ic20上。通过将补偿ic30(参见图1)集成到主机系统40中来实现图7的外部补偿模块，并且是有意义的，因为可以简化驱动器ic20的配置。
参照图8，根据本发明的实施方式的电致发光显示器可以包括安装在膜上芯片(cof)上的源驱动器icsd-ic20，安装在柔性印刷电路板(fpcb)上的储存存储器50、补偿ic30、补偿存储器32和电源ic(或被称为“p-ic”)60，以及安装在系统印刷电路板(spcb)上的主机系统40，以实现外部补偿模块。
图8的外部补偿模块与图6和图7的外部补偿模块的不同在于：通过仅在源驱动器icsd-ic中安装电压发生器23和传感器22来进一步简化源驱动器icsd-ic的配置，并且定时控制器21和补偿存储器32被安装在单独制造的补偿ic30中。图8的外部补偿模块8可以通过将补偿ic30、储存存储器50和补偿存储器32一起安装在柔性印刷电路板上来容易地执行补偿值的上传和下载操作。
图9例示了根据本发明的实施方式的在电流感测模式下操作的用于外部补偿的驱动器ic的配置。图10是例示包括在图9的传感器中的感测开关在每个操作模式中的开关定时的表格。图11a和图11b是传感器在电流感测模式下以电流积分器操作模式和第一电压跟随器操作模式操作的等效电路图。
参照图9，用于外部补偿的驱动器ic20可以包括包含gbldac和gmadac的电压发生器23，包括感测单元sut和采样保持单元sha的传感器22，以及adc。
gmadac通过缓冲器buf连接到数据线140。gmadac生成显示数据电压vdata-dis和感测数据电压vdata-sen，并将其供应给缓冲器buf。缓冲器buf稳定从gmadac输入的数据电压vdata-dis和vdata-sen，然后将其供应给数据线140。
gbldac通过缓冲器buf连接到感测线150和感测单元sut。在gbldac中生成的参考电压vref在缓冲器buf中被稳定，然后被供应给感测线150。在gbldac中生成的参考电压vref被供应给感测单元sut。
感测单元sut可以根据电流感测模式中的多个感测开关的开关操作而作为为电压-电流感测电路来操作。换句话说，感测单元sut可以在电流感测模式下选择性地在能够感测电流的电流积分器操作模式和能够感测电压的第一电压跟随器操作模式中操作。
在电流积分器操作模式中，感测单元sut作为电流积分器来操作。感测单元sut将在像素p中流动的驱动电流转换成电压并将电压供应给采样保持单元sha。采样保持单元sha对从感测单元sut输入的电压进行采样，并将采样电压作为模拟感测数据供应给adc。adc将模拟感测数据转换为数字感测数据，并将数字感测数据供应给补偿ic30。补偿ic30可以通过数字感测数据确定在像素p中流动的驱动电流的大小，而不需要单独的计算过程。
当感测单元sut被实现为电流积分器时，存在感测速度快并且可以感测到微电流的优点。更具体地说，因为电流积分器中包括的电容器的电容远小于感测线150中存在的寄生电容，所以将驱动电流累积到可感测到的积分水平所需的时间远小于在电压感测模式中对感测线150充电所需的时间。此外，与感测线150的寄生电容器不同，包括在电流积分器中的电容器的优点在于存储的值不随显示器负载而变化，并且容易进行校准过程。
然而，当感测单元sut被实现为电流积分器时，积分值可由于电流积分器的偏移值而失真。因此，当感测单元sut被实现为电流积分器时，可能需要用于补偿电流积分器的偏移值的单独的校准过程。
在电流感测模式下，提出了第一电压跟随器操作模式以容易地执行校准过程。在第一电压跟随器操作模式中，感测单元sut可以作为电压缓冲器(或电压跟随器)来操作，并且可用于校准adc的输出。adc的输出可以包括电压发生器23之间的偏移变化、传感器22之间的偏移变化、adc之间的偏移变化等。在校准过程中生成和存储的adc变化补偿(avc)数据用于对变化进行补偿。
在电流感测模式下，也可以考虑到感测单元sut在电流积分器操作模式中操作来校准adc输出。然而，因为考虑到驱动器ic20的芯片尺寸，电流积分器被设计为很小，在校准过程期间必须根据电流积分器的电容器的电容从外部供应微电流。由于诸如噪声之类的各种限制，实际上难以从外部均匀地接收微电流。
另一方面，在电流感测模式下，当感测单元sut用作电压缓冲器(或电压跟随器)以校准adc输出时，不需要微电流而是需要参考电压vref。参考电压vref可以从电压发生器23的gbldac接收。此外，因为参考电压vref比微电流更少受到噪声的影响，因此更容易校准adc输出。
如图9所示，在电流感测模式下，能够在电流积分器操作模式和第一电压跟随器操作模式中操作的感测单元sut可以包括放大器amp，连接到放大器amp的多个感测开关s1至s4，以及第一电容器c1。
放大器amp具有非反相(+)输入端子1，反相(-)输入端子2和输出端子3。
第一感测开关s1连接在感测通道sch和放大器amp的非反相输入端子1之间。第二感测开关s2连接在输出参考电压vref的电压发生器23和放大器amp的非反相输入端子1之间。第三感测开关s3连接在感测通道sch和放大器amp的反相输入端子2之间。第四感测开关s4连接在放大器amp的反相输入端子2和放大器amp的输出端子3之间。
第一电容器c1是连接在放大器amp的反相输入端子2和输出端子3之间的反馈电容器。
如图10和图11a所示，当感测单元sut在电流积分器操作模式中操作时，第二感测开关s2和第三感测开关s3导通，并且第一感测开关s1和第四感测开关s4关断。结果，当在像素p中流动的驱动电流通过感测通道sch被施加到感测单元sut并且被累积在感测单元sut的第一电容器c1中时，驱动电流被转换成电压，然后被输出到采样保持单元sha。
如图10和图11b所示，当感测单元sut在第一电压跟随器操作模式中操作时，第二感测开关s2和第四感测开关s4导通，并且第一感测开关s1和第三感测开关s3关断。结果，参考电压vref在感测单元sut中稳定，然后被输出到采样保持单元sha。
图12例示了根据本发明的实施方式的用于电流感测模式和电压感测模式二者的用于外部补偿的驱动器ic的配置。图13是示出包括在图12的传感器中的感测开关在每个操作模式中的开关定时的表格。图14a和图14b是当传感器在电压感测模式下以第二电压跟随器操作模式和旁路操作模式操作时的等效电路图。
参照图12，用于外部补偿的驱动器ic20可以包括包含gbldac和gmadac的电压发生器23，包括感测单元sut和采样保持单元sha的传感器22以及adc。
电压发生器23的配置与图9所示的电压发生器23的配置基本相同。
图12的感测单元sut可以在电流感测模式或电压感测模式中操作。在电流感测模式中操作的感测单元sut的开关操作基本上与图9至11b中描述的相同。
在电压感测模式中，感测单元sut可以根据多个感测开关的开关操作而在第二电压跟随器操作模式或旁路操作模式中操作。
在电压感测模式下，第二电压跟随器操作模式是感测通过在像素p的驱动tft中流动的驱动电流而被充电至感测通道sch的电压并且获得用于补偿adc的输出变化的adc变化补偿(avc)数据的模式。在第二电压跟随器操作模式中，感测单元sut作为电压跟随器来操作。因为输入电压被电压跟随器稳定，然后在第二电压跟随器操作模式下输出，所以存在如下优点：无论感测线150的rc负载如何，均可稳定地感测到被充电至感测通道sch的电压。
在电压感测模式下，旁路操作模式是感测通过在像素p的驱动tft中流动的驱动电流而被充电至感测通道sch的电压并且获得用于补偿adc的输出变化的avc数据的模式。在旁路操作模式中，感测单元sut被旁路，并且感测通道sch和采样保持单元sha直接相连。旁路操作模式具有传感单元sut的输出变化不反映在感测值中的优点。
然而，在电压感测模式中，充电到感测通道sch的电压被采样保持单元sha采样两次或更多次。采样两次以上的原因是通过每单位时间内的电压变化来寻找驱动电流。两个或更多个模拟感测数据由adc转换成数字感测数据，然后发送到补偿ic30。补偿ic30将两个或更多个感测数据应用于预定的计算算法，并计算在像素p中流动的驱动电流。电压感测模式相比于噪声很强，但是由于两次或更多次感测和计算过程而需要长的感测时间。
如图12所示，在电压感测模式下，能够在第二电压跟随器操作模式或旁路操作模式中操作的感测单元sut可以包括放大器amp，连接到放大器amp的多个感测开关s1至s5，以及第一电容器c1。
图12的感测单元sut与图9的感测单元sut的不同在于：它还包括第五感测开关s5。第五感测开关s5连接在感测通道sch和放大器amp的输出端子3之间。
如图13和图14a所示，当用于感测充电至感测通道sch的电压的感测单元sut在第二电压跟随器操作模式中操作时，第一感测开关s1和第四感测开关s4导通，并且第二感测开关s2、第三感测开关s3和第五感测开关s5关断。结果，充电至感测通道sch的电压由用作电压跟随器的感测单元sut稳定，然后被输出到采样保持单元sha。
尽管未示出，当感测单元sut在第二电压跟随器操作模式中操作以获得用于补偿adc的输出变化的avc数据时，第二感测开关s2和第四感测开关s4可以导通，并且第一感测开关s1，第三感测开关s3和第五感测开关s5可以关断。
如图13和图14b所示，当用于感测充电至感测通道sch的电压的感测单元sut在旁路操作模式中操作时，第五感测开关s5导通，并且第一感测开关s1至第四感测开关s4被关断。结果，充电至感测通道sch的电压被感测单元sut旁路，然后被输出到采样保持单元sha。
图15例示了根据本发明的另一实施方式的用于外部补偿的驱动器ic的配置。图16例示了用于在包括在图15的用于外部补偿的驱动器ic中的传感器中执行偏移校准的感测开关的开关定时。图17a和图17b是对应于图16的偏移采样时段和偏移补偿时段的传感器的等效电路图。
除了感测单元sut的配置之外，图15的用于外部补偿的驱动器ic与图9和图12的用于外部补偿的驱动器ic基本上相同。因此，可以简要地进行进一步的描述或者可以完全省略描述。
参照图15，感测单元sut可以包括放大器amp，连接到放大器amp的多个感测开关s1至s6，第一电容器c1和第二电容器c2。图15的感测单元sut与图9和12的感测单元sut的不同在于：它还包括第六感测开关s6和第二电容器c2，从而自身校准放大器amp的偏移。当感测单元sut自身补偿放大器amp的偏移时，可以相应地提高感测的精度。
第二电容器c2的一个电极连接到放大器amp的反相(-)输入端子2，并且第二电容器c2的另一个电极共同连接到第三感测开关s3的一端、第四感测开关s4的一端和第一电容器c1的一个电极。
第六感测开关s6的一端与第二电容器c2的一个电极一起连接到放大器amp的反相输入端子2，并且第六感测开关s6的另一端连接到放大器amp的输出端子3。
如图16所示，可以通过偏移采样时段tsam和偏移补偿时段thd来校准放大器amp的偏移。
如图16和图17a所示，在偏移采样时段tsam期间，第二感测开关s2、第三感测开关s3和第六感测开关s6导通，第四感测开关s4关断。结果，第二电容器c2的一个电极和放大器amp的输出端子3通过第六感测开关s6短路，并且放大器amp的第一极性(-)偏移电压vos被采样并存储在第二电容器c2中。
如图16和图17b所示，在偏移补偿时段thd期间，第二感测开关s2和第四感测开关s4导通，第三感测开关s3和第六感测开关s6关断。结果，第二电容器c2的另一电极和放大器amp的输出端子3通过第四感测开关s4短路，并且放大器amp的第二极性(+)偏移电压vos被输出到放大器amp的输出端子3。
因此，第一极性(-)偏移电压vos和第二极性(+)偏移电压vos在放大器amp的输出端子3彼此抵消。结果，放大器amp的偏移被补偿。
图18和图19例示了根据本发明的另一实施方式的用于执行相关双重采样的用于外部补偿的驱动器ic的配置。图20例示了包括在图18和图19的用于外部补偿的驱动器ic中的通道开关的开关定时，以进行相关的双重采样。图21例示了相关双重采样的操作概念。
参照图18和19，能够执行相关双重采样的用于外部补偿的驱动器ic20包括奇数感测单元sut-o、偶数感测单元sut-e、采样保持单元sha和adc，并且还可以包括储存存储器50。奇数感测单元sut-o，偶数感测单元sut-e以及采样保持单元sha可以构成传感器。
奇数感测单元sut-o通过奇数感测通道sch-o连接到多个奇数像素o-pxl，并且感测从奇数感测通道sch-o输入的多个奇数像素o-pxl的电气特性。
偶数感测单元sut-e通过偶数感测通道sch-e连接到多个偶数像素e-pxl，并且感测从偶数感测通道sch-e输入的多个偶数像素e-pxl的电气特性。
如图12所示，奇数感测单元sut-o和偶数感测单元sut-e中的每一个包括放大器amp、连接到放大器amp的多个感测开关s1至s5、以及第一电容器c1，并且可以在电流感测模式或电压感测模式中操作。以上描述了电流感测模式和电压感测模式中的每一个的感测操作，因此省略其描述。
采样保持单元sha相关双重采样从奇数感测单元sut-0输入的第一感测信号和从偶数感测单元sut-e输入的第二感测信号，并且生成与奇数像素o-pxl和偶数像素e-pxl的电气特性相对应的模拟感测数据。
adc将由采样保持单元sha采样的模拟感测数据转换为数字感测数据，并将数字感测数据存储在储存存储器50中。
如图18和图19所示，能够执行相关双重采样的用于外部补偿的驱动器ic20还包括连接在奇数感测通道sch-o与多个奇数像素o-pxl之间的多个奇数通道开关so1、so2、so3和so4，以及连接在偶数感测通道sch-e和多个偶数像素e-pxl之间的多个偶数通道开关se1、se2、se3和se4。
如图20所示，彼此相邻的多个奇数通道开关中的一个和多个偶数通道开关中的一个形成一对通道开关。交替地导通多对通道开关(so1/se1、so2/se2、so3/se3和so4/se4)。
例如，第一对通道开关so1和se1在第一感测时间t1处同时导通，然后第二对通道开关so2和se2在第二感测时间t2处同时导通，然后第三对通道开关so3和se3在第三感测时间t3处同时导通，并第四对通道开关so4和se4在第四感测时间t4处同时导通。
形成通道开关对(so1/se1、so2/se2、so3/se3和so4/se4)的第一奇数通道开关和第一偶数通道开关在用于第一相关双重采样的第一感测时段和用于第二相关双重采样的第二感测时段中共同导通。如图21所示，第一感测时间t1至第四感测时间t4中的每一个可以包括第一感测时段和第二感测时段。
在第一感测时段中，包括在电压发生器中的gmadac将第一电平的感测数据电压施加到与第一奇数通道开关连接的奇数像素o-pxl，并将第二电平的感测数据电压施加到与第一偶数通道开关连接的偶数像素e-pxl。
在第二感测时段中，gmadac将第二电平的感测数据电压施加到连接到第一奇数通道开关的奇数像素o-pxl，并将第一电平的感测数据电压施加到连接到第一偶数通道开关的偶数像素e-pxl。
在本文公开的实施方式中，第一电平的感测数据电压指示用于激活奇数像素o-pxl和偶数像素e-pxl的电压，以使得驱动电流可以在奇数数字像素o-pxl和偶数像素e-pxl中流动。此外，第二电平的感测数据电压指示用于使奇数像素o-pxl和偶数像素e-pxl失活的电压，以使得驱动电流不在奇数像素o-pxl和偶数像素e-pxl中流动。例如，第一电平的感测数据电压可以大于每个像素中包括的驱动tft的阈值电压vth和参考电压vref之和，并且可以是能够导通驱动tft的灰度级的数据电压。此外，第二电平的感测数据电压可以小于每个像素中包括的驱动tft的阈值电压vth与参考电压vref的和，并且可以是能够关断驱动tft的灰度级的数据电压。
因此，如图21所示，在第一感测时段期间，从奇数感测单元sut-o输入的第一感测信号v1包括激活的奇数像素o-pxl的电气特性值和公共噪声分量，并且从偶数感测单元sut-e输入的第二感测信号v2包括失活的偶数像素e-pxl的公共噪声分量。在第一感测时段期间，第二感测信号v2比第一感测信号v1大δv。在本文公开的实施方式中，公共噪声分量指示感测线150中普遍存在的噪声。奇数感测单元sut-o和偶数感测单元sut-e中的每一个可以用作图11a的电流积分器。因为图11a的电流积分器的反相(-)输入端子2连接到感测通道sch，电流积分器的输出具有小于初始化状态的参考电压vref的值。电流积分器的输出值(即，感测信号的量值)与从感测通道sch输入的信号的电平成反比。换句话说，随着从感测通道sch输入的信号的电平增加，感测信号的量值逐渐降低。此外，在第二感测时段期间，从奇数感测单元sut-o输入的第一感测信号v1包括失活的奇数像素o-pxl的公共噪声分量，并且从偶数感测单元sut-e输入的第二感测信号v2包括激活的偶数像素e-pxl的电气特性值和公共噪声分量。在第二感测时段期间，第一感测信号v1比第二感测信号v2大δv。
如图21所示，在第一感测时段期间，采样保持单元sha生成通过从第二感测信号v2的量值中减去第一感测信号v1的量值而获得的结果v2-v1作为与奇数像素o-pxl的电气特性对应的模拟感测数据。因为与奇数像素o-pxl的电气特性相对应的模拟感测数据不包含公共噪声分量，因此感测数据的失真被最小化或被防止，并且感测的精度增加。此外，在第二感测时段期间，采样保持单元sha生成通过从第一感测信号v1的量值中减去第二感测信号v2的量值而获得的结果v1-v2作为与偶数像素e-pxl的电气特性对应的模拟感测数据。因为与偶数像素e-pxl的电气特性相对应的模拟感测数据不包括公共噪声分量，因此感测数据的失真被最小化或被防止，并且感测的精度增加。
如上所述，本发明的实施方式可以通过改进像素的电气特性的感测性能来最小化或防止感测数据的失真。
本发明的实施方式可以执行电压感测和电流感测二者，并且可以通过使用电压感测和电流感测中的每一个的优点来执行补偿计算以显著地提高补偿的精度。
本发明的实施方式可以在电压感测模式中使用电压缓冲器执行精确的感测，而不管感测线的rc负载如何，并且可以在电流感测模式中使用电流积分器来大大减小感测时间。
当对能够作为电流积分器操作的传感器执行校准过程时，本发明的实施方式可以容易地通过将传感器操用为电压缓冲器来执行校准过程。因为在传感器中生成的放大器的偏移通过电压缓冲器被反映在adc输出中，因此可以高效地补偿dac的输出变化、放大器的偏移变化和adc的输出变化等。
本发明的实施方式可以通过应用相关双重采样方法来防止存在于感测线中的公共噪声分量被插入到感测数据中，并且可以提高感测的精度和可靠性。
对于本领域技术人员将显而易见的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以对本公开做出各种修改和变化。因此，本公开的实施方式旨在覆盖落入所附权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。