本发明涉及光写入装置以及图像形成装置，尤其涉及抑制由高频噪声所引起的浓度不匀的技术。
背景技术：
近年来，对图像形成装置的小型化的需求越发加强。因此，在光写入装置(PH：Print Head：打印头)中，正在从将以往的以激光二极管(LD：Laser Diode)作为发光源的光扫描式向以线状配置微小点的发光元件的线光学式切换。作为线光学式的光写入装置，开发出一种发光部使用发光二极管(LED：Light Emitting Diode)的光写入装置(LPH：LED PH)。
在LPH中，因制造方面的原因，不得不使包括发光部(LED阵列)和用于控制各发光元件的驱动IC(Integrated Circuit：集成电路)等的驱动电路部在与安装有LED的光源基板不同的基板上。因此，部件成本以及制造成本变高。
因此，作为能够实现低成本化的线光学式的光写入装置，提出一种发光部使用有机LED(OLED：Organic LED，有机发光二极管)的OLED－PH。在OLED－PH中，由于能够在同一基板上形成发光部和薄膜晶体管(TFT：Thin Film Transistor)，所以在与发光部相同的基板上形成驱动电路部，实现低成本化。
然而，如图26所示，在作为光写入装置2600的曝光对象的感光体鼓2601的最近处沿着感光体鼓2601的外周面依次配置有带电装置2602、光写入装置2600、显影装置2603、一次转印辊2604以及清洁装置2605。这些中有产生高频噪声的带电装置2602、显影装置2603这样的噪声源，而且由于线光学式的光写入装置2600也被设置在感光体鼓的最近处，所以容易受到噪声的影响。
LPH由于使用容易多层化的玻璃环氧基板，所以通过由稳定的电源层夹持用于进行指示LED的发光量的亮度信号的写入的信号线，防止对信号线施加噪声，能够使图像质量稳定。
另一方面，OLED－PH使用难以多层化的玻璃基板，至多只能够多层化到两层。因此，不能够采用保护用于输入指示OLED的发光量的亮度信号的信号线远离噪声的结构(图27)。由于带电装置等产生的高频噪声是周期性的噪声，所以若噪声施加于信号线(图28的(a)))，则在副扫描方向上产生周期性的浓度不匀(图28的(b))。这样，在耐噪声性方面，OLED－PH亚于LPH。
针对OLED－PH的这样的问题，考虑到例如按照每个发光元件设置ADC(Analogue to Digital Converter：模数转换器)来检测噪声，并根据检测结果来修正亮度信号的对策1。另外，也考虑到设置天线来检测噪声并修正亮度信号的对策2。如果能够适当地修正亮度信号，则消除由噪声所引起的浓度不匀，能够获得较高的图像质量。
专利文献1：日本特开2013－195285号公报
专利文献2：日本特开2015－135408号公报
专利文献3：日本特开2016－12052号公报
然而，在OLED－PH中，由于例如使用15,000个等大量的OLED，若像对策1那样搭载数量与OLED相同的ADC则不得不使OLED－PH的面板宽度在副扫描方向上扩大，变成高成本。
另外，在OLED－PH中，通过从DAC(Digital to Analogue Converter)向取样保持电路输入亮度信号并将与取样保持电路所保持的亮度信号相应的驱动电流供给至OLED来调整OLED的发光量。存在将该亮度信号从DAC向取样保持电路的写入时间没有富余，但若还使ADC和布线与取样保持电路连接则布线容量增大，因此无法在亮度信号的写入时间内完成写入这一问题。
另外，在对策2中，由于并不是从取样保持电路或从DAC向取样保持电路延伸配置的DAC布线本身直接检测噪声，所以噪声的检测精度较低。因此，由于不能够精度良好地修正亮度信号，所以在改善图像质量的方面受限。
技术实现要素：
本发明是鉴于上述那样的问题而完成的，其目的在于提供能够以低成本确保向取样保持电路的写入电压的精度和高频噪声的检测精度的光写入装置以及图像形成装置。
为了实现上述目的，本发明所涉及的光写入装置具有：以线状排列的多个发光元件、与上述多个发光元件一对一对应地设置并使对应的发光元件发光的多个驱动单元、以及输出根据图像数据而对上述驱动单元指示上述发光元件的发光量的亮度信号的设定单元，并通过上述发光元件的射出光逐行对感光体表面进行曝光，该光写入装置的特征在于，具备：检测单元，在上述设定单元输出亮度信号的状态下，在从上述设定单元至上述驱动单元的上述亮度信号的传递电路上检测重叠于上述亮度信号的噪声成分；以及修正单元，对于上述检测单元检测出噪声成分的行的后续的行，根据上述检测单元检测出的噪声成分来修正上述设定单元输出的亮度信号。
这样一来，由于检测重叠于亮度信号的噪声成分，并根据所检测出的噪声成分来修正后续的行的亮度信号，所以能够抑制由高频噪声所引起的浓度不匀。
该情况下，优选上述驱动单元是薄膜晶体管，对源极端子施加恒电压，供给与栅极－源极间电压Vgs对应的漏极电流来使上述发光元件发光，上述检测单元对上述驱动单元的栅极电压所包含的噪声成分进行检测。
另外，可以具备切换单元，上述切换单元被设置在从上述设定单元至上述驱动单元的上述亮度信号的传递电路上，切换成为上述亮度信号的传递目的地的上述驱动单元，上述检测单元在从上述设定单元至上述切换单元的上述亮度信号的传递电路上检测上述噪声成分。
另外，可以具备：判定单元，根据上述图像数据判定上述切换单元支配下的发光元件的点亮状态在该发光元件曝光的图像区域中是否连续规定像素数以上相同；以及禁止单元，在基于上述判定单元的判定为否定的情况下，禁止基于上述检测单元的检测。
另外，上述检测单元可以通过求出上述设定单元输出的亮度信号与在上述传递电路上检测出的信号的差量来检测上述噪声成分。
另外，上述修正单元可以根据上述检测单元检测出上述噪声成分时的该噪声成分的相位与接下来输出亮度信号时重叠于该亮度信号的噪声成分的相位之差来修正上述亮度信号。
另外，可以设置有多个上述传递电路，上述检测单元仅对上述多个传递电路中的一部分的传递电路检测上述噪声成分，上述修正单元使用上述检测单元检测出的噪声成分对上述检测单元不检测上述噪声成分的传递电路所传递的亮度信号进行修正。
另外，优选从上述传递电路至上述检测单元的布线与构成上述传递电路的布线相比，布线阻抗较低。
本发明所涉及的图像形成装置的特征在于，具备本发明所涉及的光写入装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式所涉及的图像形成装置的主要结构的图。
图2是表示光写入装置100的主要结构的图。
图3是OLED面板200的示意俯视图、B－B′剖视图以及C－C′剖视图。
图4是表示TFT基板300的电路结构的概要的框图。
图5是表示TFT基板300的电路结构的详细内容的框图。
图6是说明TFT基板300的动作的时序图。
图7是表示ASIC306的主要功能构成的框图。
图8是着眼于第n个DAC支配下的图像区域来例示图像数据的图。
图9是说明TFT的Vsd－Id特性的图。
图10说明针对经年老化等的亮度信号的修正动作的流程图。
图11是说明Id修正系数表格723的数据结构的表。
图12是说明Id初始数据表格722的数据结构的表。
图13是说明Vsd检测数据表格724的数据结构的表。
图14是说明Vsd－Id特性表格721的数据结构的图表。
图15的(a)是例示作为与计算出的驱动电流Id和检测出的源极－漏极间电压Vsd的组合对应的栅极－源极间电压Vgs而发现电压Vb的情况下的图表，图15的(b)是例示不存在与Vsd－Id特性表格721对应的栅极－源极间电压Vgs的情况下的图表。
图16是说明针对高频噪声的亮度信号的修正动作的流程图。
图17是说明DC成分及增益成分表格725的数据结构的表。
图18是说明高频噪声数据表格726的数据结构的表。
图19是例示噪声成分Ax的图表。
图20是说明用于检测噪声成分Ax的电路结构的图。
图21的(a)是例示在期间#3中相位误差B的范围涵盖包括相位90度的从相位Pa－到相位Pa+为止的范围的情况的图表，图21的(b)是例示相位误差B的范围涵盖包括相位270度的从相位Pa－到相位Pa+为止的范围的情况的图表。
图22是表示本发明的变形例所涉及的TFT基板300的电路结构的详细内容的框图。
图23是着眼于多个DAC支配下的图像区域来例示图像数据的图。
图24是说明本发明的变形例所涉及的高频噪声数据表格726的数据结构的表。
图25是表示本发明的变形例所涉及的TFT基板300的电路结构的详细内容的框图。
图26是例示现有技术所涉及的成像部的主要结构的图。
图27是整理LPH和OLED－PH的特征所得的表。
图28的(a)是例示给打印图像带来影响的高频噪声的强度的图表，图28的(b)是例示由高频噪声产生的浓度不匀的图。
附图标记说明
1…图像形成装置；100…光写入装置；101…控制部；110…成像部；112…带电装置；113…显影装置；200…OLED面板；300…TFT基板；302…驱动IC；306…ASIC；400…DAC；500…噪声检测用ADC。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明所涉及的光写入装置以及图像形成装置的实施方式进行说明。
[1]图像形成装置
首先，对本实施方式所涉及的图像形成装置的主要结构进行说明。
如图1所示，图像形成装置1是所谓的串联型的彩色打印机。图像形成装置1具备的成像部110Y、110M、110C以及110K在控制部101的控制下，形成Y(黄色)、M(品红色)、C(青色)、K(黑色)各种颜色的调色剂像。
例如在成像部110Y中，沿着感光体鼓111Y的外周面依次配置有带电装置112Y、光写入装置100Y、显影装置113Y、一次转印辊114Y以及清洁装置115Y。成像部110Y一边对感光体鼓111Y进行旋转驱动一边使带电装置112Y对感光体鼓111Y的外周面均匀地带电。
光写入装置100Y对感光体鼓111Y的外周面进行曝光来形成静电潜像。显影装置113Y向感光体鼓111Y的外周面供给调色剂，对静电潜像进行显影(显影化)来形成Y色的调色剂像。一次转印辊114Y从感光体鼓111Y的外周面上向中间转印带102的外周面上静电转印(一次转印)调色剂像。一次转印后残留在感光体鼓111Y的外周面上的调色剂被清洁装置115Y废弃，并除去残留电荷。
中间转印带102被架设于二次转印辊对103和从动辊104，在担载了调色剂像的状态下沿箭头A方向旋转行进。
以同样的方式，成像部110M、110C以及110K形成的MCK各色的调色剂像对准时机被一次转印至中间转印带102的外周面上以重叠于Y色的调色剂像，形成彩色调色剂像。中间转印带102将彩色调色剂像搬运到二次转印辊对103。
在供纸盒120中收容一叠记录片材S，拾取辊121一张一张地送出记录片材S。记录片材S到达时机辊122则暂时停止搬运，之后与中间转印带102对彩色调色剂像进行的搬运对准时机，搬运到二次转印辊对103。
二次转印辊对103将中间转印带102上的调色剂像静电转印(二次转印)至记录片材S上。被转印了调色剂像的记录片材S利用定影装置105使调色剂像热定影后，通过排纸辊106排出到排纸托盘107上。
此外，在控制部101上连接有未图示的操作面板，进行针对图像形成装置1的用户的信息提示，或从用户受理指示输入。
以下，对YMCK各色的成像部110Y、110M、110C以及110K中共用的结构进行说明，故省略YMCK的文字。
[2]光写入装置100
接下来，对光写入装置100进行说明。
(2－1)光写入装置100的结构
如图2所示，光写入装置100具备将OLED面板200和透镜阵列202由保持器203保持的结构，在主扫描方向(图2中的纸面垂直方向)上成为长尺寸。在OLED面板200中，按一列或者交错配置的多列沿着主扫描方向以线状配设有多个OLED201。
OLED201射出的光束L通过透镜阵列202被聚光到感光体鼓111Y的外周面上。透镜阵列202是集成了多个透镜(在本实施方式中为柱透镜)的光学元件。作为透镜阵列202，可以使用SLA(Selfoc Lens Array：自聚焦透镜列阵，Selfoc是日本板硝子株式会社的注册商标)，也可以使用MLA(Micro Lens Array：微透镜阵列)。
构成透镜阵列202的各个透镜与各个OLED201的位置关系是各种各样的，每个OLED201的成像效率不是固定的。因此，若使全部的OLED201以同一发光量发光，则感光体鼓111Y的外周面上的每个OLED201的曝光量产生不均匀。在本实施方式中，在初始状态下(工厂出厂时)针对每个OLED201设定使曝光量不产生不均匀的光量(以下称为“设定光量”)。
光写入装置100具备用于与图像形成装置1内的其它装置连接的电缆等未图示的必要的结构元件。
(2－2)OLED面板200的结构
图3是OLED面板200的示意俯视图，一并示出B－B′线处的剖视图和C－C′线处的剖视图。另外，在示意俯视图中，以拆下后述的密封板304的状态示出OLED面板200。
如图3所示，OLED面板200具备TFT(TFT：Thin Film Transistor：薄膜晶体管)基板300、驱动IC(Integrated Circuit：集成电路)302等。TFT基板300形成在玻璃基板301上，搭载有15,000个OLED201。这些OLED201以在感光体鼓111Y的外周面上聚光点为21.2μm间距(1200dpi)的方式排列。
在玻璃基板301的形成有TFT基板300的主面上夹着隔板框体305安装有密封板304。由此，安装在TFT基板300上的OLED201等以封入了干燥氮气等的状态被密封以便不与外部空气接触。此外，也可以一并封入吸湿剂。另外，密封板304可以是密封玻璃，也可以由玻璃以外的材料构成。
在玻璃基板301的密封区域外安装有驱动IC302。控制部101内置ASIC(Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路)306，ASIC306经由并联多芯电线(FFC：Flexible Flat Cable，柔性扁平电缆)310对驱动IC302输入图像数据。驱动IC302根据图像数据生成亮度信号。OLED201接受与亮度信号对应的驱动电流的供给，以与亮度信号对应的发光量发光。亮度信号可以是电流信号，也可以是电压信号。
在驱动IC302中内置有温度传感器303。温度传感器303检测OLED201的环境温度。
(2－3)TFT基板300的结构
接下来，对TFT基板300的结构进行说明。
图4是表示TFT基板300的电路结构的概略的框图。
如图4所示，在TFT基板300中，15,000个OLED201按每组100个被分组成150个发光块402。150个发光块402沿着主扫描方向排列设置。与各个发光块402一对一地对应地，在驱动IC302中内置有150个DAC400。控制部101能够参照内置在驱动IC302中的温度传感器303的检测温度。
若控制部101对驱动IC302输入图像数据，则驱动IC302将图像数据在每1扫描期间对各DAC400各输入100像素量。DAC400将100像素量的图像数据依次转换为亮度信号并输入至选择电路401。选择电路401根据亮度信号来使发光块402的各OLED201发光。
对TFT基板300的电路结构进行更详细的说明。此外，下面以在驱动用TFT522为p沟道的情况为例来进行说明，但当然也可以使用n沟道的驱动用TFT522。
(2－3－1)用于使OLED201发光的电路结构
TFT基板300通过将与图像数据对应的驱动电流供给至OLED201来使OLED201以所希望的光量发光。
(2－3－1－1)发光块402
如图5所示，在TFT基板300中安装有15,000个发光像素电路520，将100个发光像素电路520设为1组而划分为150个发光块402。与各发光块402一对一对应地设置有选择电路401。选择电路401具备OLED选择用移位寄存器511和100个OLED选择用TFT512。
OLED选择用TFT512与发光像素电路520一对一对应。若OLED选择用移位寄存器511在每个主扫描期间依次选择OLED选择用TFT512，则对与选择出的OLED选择用TFT512对应的发光像素电路520输入来自驱动IC302的DAC400的像素信号。150个DAC400与发光块402一对一对应地内置在驱动IC302中。这样100个发光像素电路520时间上共享一个DAC400。
(2－3－1－2)发光像素电路520
发光像素电路520是用于使OLED201发光的电路。
15,000个发光像素电路520都具备同样的结构，OLED201和OLED驱动用TFT522串联连接。OLED驱动用TFT522的源极端子经由电源布线532与恒电压源Vpwr连接，并且也与电容器521的一个端子连接。OLED驱动用TFT522的栅极端子与OLED选择用TFT512的漏极端子以及电容器521的另一个端子连接。
OLED驱动用TFT522的漏极端子与OLED201的阳极端子以及Vsd检测用TFT523的源极端子连接。如果这样连接，则OLED驱动用TFT522将与电容器521的保持电压对应的漏极电流作为驱动电流供给至OLED201。恒电压源Vpwr成为向OLED201供给的驱动电流的供给源。
驱动用TFT522将电容器521的保持电压，换言之与驱动用TFT522的栅极－源极间电压Vgs对应的漏极电流作为驱动电流供给至OLED201。当然，栅极－源极间电压Vgs越高，驱动用TFT522供给越多的驱动电流，OLED201的发光量增大。
例如若对电容器521写入与Hi相当的亮度信号，则驱动用TFT522导通，OLED201以与驱动电流对应的光量发光。另外，若对电容器521写入与Low相当的亮度信号，则驱动用TFT522截止，OLED201不发光。通过这样改变DAC400输出的亮度信号，能够控制OLED201的发光量。
OLED选择用TFT512的源极端子和与该OLED选择用TFT512所属的发光块402对应的DAC400连接。OLED选择用TFT512的栅极端子与OLED选择用移位寄存器511连接。OLED选择用TFT512的漏极端子与电容器521的一个端子连接。
如果这样连接，则OLED选择用移位寄存器511若使OLED选择用TFT512导通，则与DAC400的输出信号对应的电压被施加至电容器521。电容器521在保持期间中持续保持被施加的电压。
OLED201的阳极端子与OLED驱动用TFT522的漏极端子连接。OLED201的阴极端子经由电源布线533与恒电压源Voled连接。OLED201是电流驱动型的发光元件，以与从OLED驱动用TFT522供给的驱动电流的电流量对应的光量发光或者熄灭。如上述那样，由于驱动电流量与电容器521的保持电压对应，电容器521的保持电压与DAC400的输出信号对应，所以OLED201以与DAC400的输出信号对应的光量发光。
Vsd检测用TFT523的源极端子与OLED驱动用TFT522的漏极端子以及OLED201的阳极端子连接。Vsd检测用TFT523的栅极端子与Vsd检测用移位寄存器(Vsd检测用S/R)550连接。Vsd检测用TFT523的漏极端子与驱动IC302的Vsd检测用ADC(Analogue to Digital Converter，模数转换器)501连接。若Vsd检测用移位寄存器550使Vsd检测用TFT523导通，则与该发光块402的OLED驱动用TFT522的漏极电压Vd被输入至Vsd检测用ADC501。
发光像素电路520通过OLED选择用移位寄存器511使OLED选择用TFT512逐个依次导通而从DAC400受理像素信号。将在1个主扫描期间内从DAC400受理像素信号的期间称为样本期间，将通过电容器521保持所受理的图像信号的期间称为保持期间。
通过OLED选择用移位寄存器511的选择动作，属于一个发光块402的100个发光像素电路520在1个主扫描期间内相互错开样本期间，执行旋转驱动。
(2－3－1－3)复位电路540
复位电路540具备与150个DAC400一对一对应的150个复位用TFT541。复位用TFT541的源极端子与复位电源Vrst连接。对复位用TFT541的栅极端子输入了复位信号RST。另外，复位用TFT541的漏极端子与从对应的DAC400至OLED选择用TFT512的源极端子的布线连接。
若复位用TFT541通过复位信号RST而导通，则从对应的DAC400至OLED选择用TFT512的源极端子的布线被初始化为复位电压Vrst。复位电压Vrst可以与恒电压源Vpwr为相同电位，也可以与恒电压源Voled为相同电位。另外，可以是它们的中间电位Vref。复位电路540也可以内置在驱动IC302中。
另外，可以通过切换DAC400的输出电压的极性来进行复位，代替设置复位电路540。
如以上那样，光写入装置100通过从DAC400对发光像素电路520输入像素信号来控制作为OLED驱动用TFT522的控制电压的栅极－源极间电压Vgs，甚至OLED201的光量。
(2－3－2)用于检测源极－漏极间电压Vsd的电路结构
接下来，对用于检测作为OLED驱动用TFT522的输出电压的源极－漏极间电压Vsd的电路结构进行说明。
Vsd检测用移位寄存器550若被输入脉冲信号作为开始信号START，则与时钟信号CLK以及图像数据同步地进行移位寄存动作，使在使OLED201发光的每个发光像素电路520的Vsd检测用TFT523逐个依次导通。由此，通过Vsd检测用ADC501输入Vsd检测用TFT523导通的发光像素电路520中的OLED201在发光时的OLED驱动用TFT522的漏极电压Vd，并转换为数字值。
此外，在因OLED201的随时间老化所造成的发光效率的降低速度为即使使OLED201连续发光10小时也不需要光量修正且在形成满图像的情况下视觉确认不到由光量变化所造成的浓度不匀的程度。因此，通过Vsd检测用移位寄存器550对15,000个OLED201的全部检测各源极－漏极间电压Vsd的期间中的OLED201的发光效率的降低是能够忽略的程度，因此在本实施方式中在驱动IC仅设置一个Vsd检测用ADC501。
然而，在随着累积发光时间的增大产生的OLED201的发光效率的降低不能够忽略的情况或需要以高精度检测源极－漏极间电压Vsd的情况下，可以设置多个Vsd检测用ADC501，减少各Vsd检测用ADC501的支配下的OLED201的数量。另外，也可以考虑从OLED驱动用TFT522至Vsd检测用ADC501为止的布线长度、布线阻抗来决定Vsd检测用ADC501的个数。
锁存电路502与时钟信号CLK以及图像数据同步地将Vsd检测用ADC501输出的漏极电压Vd的数字值作为源极－漏极间电压Vsd来保持。这样一来，能够在OLED201发光的时机可靠地锁存源极－漏极间电压Vsd。此外，如后述，锁存电路502还锁存噪声检测用ADC500的输出。
在主扫描期间中的样本期间是在从DAC400向电容器521写入图像信号的过程中，故OLED驱动用TFT522的源极－漏极间电压Vsd不稳定。因此，并不适合作为用于检测源极－漏极间电压Vsd的期间，优选源极－漏极间电压Vsd在保持期间检测。
另外，在各发光块402内，在每个发光像素电路520中保持期间的开始时刻不同，因此为了能够在保持期间检测源极－漏极间电压Vsd，可以对锁存电路502设置用于在样本期间中不锁存而等待的延迟电路等。这样一来，能够可靠地在保持期间中锁存源极－漏极间电压Vsd。锁存的栅极－源极间电压Vgs被存储于控制部101的ASIC310。
另外，作为其它方法，针对Vsd检测用ADC501，可以除了在向发光中的OLED供给驱动电流的OLED驱动用TFT522的漏极电压Vd之外，还向Vsd检测用ADC501输入将电源电压Vpwr数字化后的值，由此使Vsd检测用ADC501计算源极－漏极间电压Vsd。
另外，检测用移位寄存器420与时钟信号CLK和图像数据同步地进行移位寄存动作，参照图像数据是为了判断成为源极－漏极间电压Vsd的检测对象的OLED驱动用TFT522是否为了使OLED201发光而在向OLED201供给驱动电流，在驱动电流的供给中检测源极－漏极间电压Vsd。
由于是否使OLED201发光取决于图像数据，所以在即使反复进行几次主扫描但该OLED201仍不发光的情况下，不仅不能够检测该OLED201所涉及的OLED驱动用TFT522的源极－漏极间电压Vsd，而且也不能够检测其它的OLED驱动用TFT522的源极－漏极间电压Vsd。
因此，如果针对一个像素参照图像数据连续判定为不使OLED201发光的次数达到规定次数，则可以跳过该像素所涉及的源极－漏极间电压Vsd的检测，而进行下一个像素所涉及的源极－漏极间电压Vsd的检测。这样一来，能够防止长时间不能够检测源极－漏极间电压Vsd这一问题。
(2－3－3)用于检测噪声成分的电路结构
接下来，对用于检测由于高频噪声而重叠于亮度信号的噪声成分的电路结构进行说明。
在本实施方式中，检测与有150个的DAC400中与第n个DAC400对应地重叠于写入布线530的噪声成分。因此，从第n个DAC400引出了写入布线530。属于第n个选择电路401的100个选择用TFT512的源极端子分别通过分支布线与写入布线530连接。
在与第n个DAC400最近的分支布线和写入布线530的连接点530p还连接有引出布线531。在引出布线531的前端连接有噪声检测用ADC500。噪声检测用ADC500对DAC400实际写入到取样保持电路(电容器521)的亮度信号进行检测并转换为数字值。
锁存电路502与时钟信号CLK以及图像数据同步地保持连续图像区域中的噪声检测用ADC500的输出电压。
为了提高噪声的检测灵敏度，引出布线531被设计为布线阻抗低于写入布线530。例如如果扩大布线图案的宽度则能够降低布线阻抗。如果降低引出布线531的布线阻抗，则即使由于高频噪声而产生感应电流，也能够减小由感应电流所引起的电压下降(噪声电压)。另外，当然引出布线531的引出点并不限于连接点530p，也可以取而代之在连接点530p以外的位置使引出布线531与写入布线530连接。
此外，也可以与多个DAC400一对一对应地设置多个噪声检测用ADC500。
[3]OLED面板200的动作
OLED面板200采用在每个发光块402中100个OLED201共享DAC400，通过选择电路401依次切换发光像素电路520并且从DAC向电容器521写入亮度信号的有源驱动方式。写入到电容器521的亮度信号被保持到经过主扫描期间(1H期间)后的下一个写入实施为止。OLED201以与亮度信号对应的发光量持续发光约1H期间。
详细而言，如图6所示，若使移位寄存器511首先使第一个选择用TFT512导通，则将该导通期间作为充电期间，将来自DAC400的亮度信号输入至第一个电容器521。
接下来，若使移位寄存器511使第一个选择用TFT512截止，则与第一个电容器521所保持的电压对应的驱动电流被供给至第一个OLED201，OLED201点亮(保持期间)。
在第一个选择用TFT512截止的同时，第二个选择用TFT512导通，对第二个电容器521输入亮度信号。若执行这样的动作到第100个选择用TFT512，则还返回到第一个选择用TFT512，反复上述的动作。
如果采用这样的有源驱动方式，则能够减少OLED面板200的电路规模。
[4]ASIC306
接下来，对图像形成装置1的控制部101内置的ASIC306进行说明。如图7所示，ASIC306具备点计数部700、图像检测部710以及驱动电流修正部720。
(4－1)点计数部700
点计数部700具备与15,000个OLED201一对一对应的点计数器701。对应的OLED201每发光一次，点计数器701的计数值就增加1个。
(4－2)图像检测部710
图像检测部710检测与噪声检测用ADC500对应的DAC400的支配下的发光块402负责的图像区域中点亮或者熄灭的任意一方的图像数据在主扫描方向上连续规定像素数以上的区域(以下简称为“连续区域”)。该规定像素数是如下像素数，即，DAC400写入相当于该像素数量的亮度信号所需的时间，换言之对样本期间乘以该像素数后的时间比噪声检测用ADC500对亮度信号进行AD(Analogue to Digital)转换所需的时间长。
若在噪声检测用ADC500完成AD转换前，DAC400切换图像数据的开/关，则输入至噪声检测用ADC500的亮度信号(偏置成分)发生变动，所以不能够从AD转换值除去偏置成分来提取噪声成分。与此相对，如果在图像检测部710检测出的区域中噪声检测用ADC500对输入电压进行AD转换，则能够避免偏置成分的变动。
图8是例示图像数据的图，点亮像素用黑色表示，熄灭像素用白色表示。在与第n个DAC400对应地设置有噪声检测用ADC500且上述的规定像素数为100像素(1个发光块402的量)的情况下，图像检测部710判定为图像区域801是点亮像素连续的连续区域，并判定为图像区域802是熄灭像素连续的连续区域。另外，对于图像区域803，由于不管是点亮像素还是熄灭像素都不连续，所以判定为非连续区域。
另外，在噪声检测用ADC500完成AD转换所需的时间为10像素量的情况下，图像检测部710仅参照图像区域801中从第1个像素到第10个像素就能够判定为连续区域。另外，对于图像区域803，如果在区域内的某处存在10像素连续地点亮或者熄灭的区域，则图像检测部710也将该区域检测为连续区域。
噪声检测用ADC500在DAC400输出对图像检测部710检测出的连续区域进行曝光的OLED201的亮度信号的期间中对亮度信号进行AD转换。
(4－3)驱动电流修正部720
若OLED201本身随时间老化或因高频噪声的影响导致亮度信号发生变动，则OLED201的发光量发生变动。驱动电流修正部720通过对供给至OLED201的驱动电流量进行修正来抑制发光量的变动。因此，驱动电流修正部720存储每个驱动用TFT512的Vsd－Id特性表格721、存储与每个OLED201的设定光量对应的初始的驱动电流量的Id初始数据表格722、将OLED201的环境温度、累积发光时间以及设定光量作为参数的Id修正系数表格723以及Vsd检测数据表格724。
[5]由随时间老化等所引起的光量变动的修正
接下来，对为了抑制由OLED201的随时间老化所引起的发光量的变动而对OLED201的驱动电流Id的电流量进行修正的处理进行说明。
对于OLED201，累积发光时间越长则越老化，越以高的亮度发光(发光量越多)则老化得越快。另外，环境温度越高，OLED201老化得越快。因此，如果根据累积发光时间、设定光量以及环境温度来调整驱动电流Id，则能够调整OLED201的发光量的变动。
然而，若对OLED201供给驱动电流Id，则在OLED201的阳极端子与阴极端子之间产生电压下降(正向电压Vel)。正向电压Vel的大小根据所供给的驱动电流Id而发生变化。另一方面，由于电源电压Vpwr、Voled不发生变化，所以驱动用TFT512的漏极端子上连接了OLED201的阳极端子的串联电路的两端电压是固定的。因此，若OLED201的正向电压Vel随着驱动电流Id的变动而变动，则驱动用TFT512的源极－漏极间电压Vsd发生变动。
如图9所例示，TFT在饱和区域中也具有漏极电流Id根据源极-漏极间电压Vsd而变化的Vsd－Id特性。因此，若因调整供给至OLED201的驱动电流Id而导致正向电压Vel发生变动，从而驱动用TFT512的源极-漏极间电压Vsd发生变动，则漏极电流(驱动电流)Id发生变动，因此不能够获得所希望的发光量。
针对这样的问题，在本实施方式中，对每个驱动用TFT512参照Vsd－Id特性表格721来决定栅极－源极间电压Vgs。
具体而言，如图10所示，首先通过温度传感器303检测OLED201的环境温度(S1001)。接下来，对15,000个OLED201的全部，执行步骤S1002～S1009的循环处理。
在该循环处理中，对各个OLED201，首先参照与该OLED201对应的点计数器701，获取该OLED201的累积发光时间(S1003)，进而参照Id修正系数表格723，获取与环境温度、累积发光时间以及设定光量对应的Id修正系数(S1004)。
如图11所示，Id修正系数表格723是按照摄氏0度～摄氏80度的范围内的环境温度、累积发光时间以及La～Ld的设定光量的每个组合存储Id修正系数的表格。通过温度传感器303获取环境温度，并由点计数器701获取累积发光时间。
根据该OLED201与柱透镜阵列230的位置关系、图像形成速度来设定OLED201的设定光量。例如，由于根据供图像形成的记录片材S的纸种是普通纸还是厚纸，调色剂像在该记录片材S上热定影所需的时间不同，所以切换图像形成速度。在图像形成速度为高速的情况下曝光时间较短，所以增大OLED201的设定光量，在图像形成速度为低速的情况下进行减少设定光量这样的设定。
接下来，参照Id初始数据表格722，获取该OLED201的初始的驱动电流Id的电流量(以下称为“初始Id”)(S1005)。如图12所示，Id初始数据表格722是对15,000个OLED201的每一个将从La到Ld的设定光量和初始Id建立对应的表格。使用初始Id如下式(1)那样计算驱动电流Id的电流量(S1006)。
(驱动电流Id的电流量)＝(Id修正系数)×(初始Id)…(1)
这样一来，能够获得用于以设定光量使OLED201发光的驱动电流Id。
接下来，参照Vsd检测数据表格724来获取源极－漏极间电压Vsd的检测数据(S1007)。如图13所示，Vsd检测数据表格724是按照每个OLED驱动用TFT522保存锁存电路502锁存的源极－漏极间电压Vsd的数字值的表格。Vsd检测数据表格724在每当锁存电路502锁存源极－漏极间电压Vsd的数字值时被被改写为最新的数据。
而且，参照对该OLED201供给驱动电流Id的OLED驱动用TFT522的Vsd－Id特性表格721来决定与使用式子(1)计算出的驱动电流Id和最新的源极－漏极间电压Vsd的检测数据的组合对应的栅极－源极间电压Vgs(S1008)。
如图14所示，Vsd－Id特性表格721按照每个栅极－源极间电压Vgs存储源极－漏极间电压Vsd与漏极电流Id的关系来作为每个OLED驱动用TFT522的Vsd－Id特性。
参照该OLED驱动用TFT522的Vsd－Id特性表格721，如图15的(a)所例示，作为与计算出的驱动电流Id和检测出的源极－漏极间电压Vsd的组合对应的栅极－源极间电压Vgs而发现电压Vb的情况下，采用该电压Vb作为栅极－源极间电压Vgs。
另外，在不存在与Vsd－Id特性表格721对应的栅极－源极间电压Vgs的情况下，可以使用最接近的栅极－源极间电压Vgs来进行线性插值。在图15的(b)的例子中，在最接近的栅极－源极间电压Vgs为Va、Vb的情况下，使用分别与源极－栅极间电压Va、Vb和源极－漏极间电压Vsd的组合对应的漏极电流Ida、Idb通过线性插值来设定栅极－源极间电压Vgs。具体而言，按如下即可。
Vgs＝{(Id－Idb)×Va+(Ida－Id)×Vb}/(Ida－Idb)…(2)
如果结束步骤S1002～S1009的循环处理，则从DAC400输出图像信号来进行光写入以使电容器521的保持电压成为上面所设定的栅极－源极间电压Vgs(S1010)。另外，与此并行地检测源极－漏极间电压Vsd(S1011)。由此，Vsd检测数据表格724的源极－漏极间电压Vsd被改写为最新数据。之后，如果完成光写入(S1012：是)，则结束全部的处理。
这样一来，能够抑制由OLED驱动用TFT522的饱和区域中的源极－漏极间电压Vsd的移位或OLED201的正向电压Vel的变动所造成的光量偏差。
[6]高频噪声所引起的光量变动的修正
接下来，对用于抑制由高频噪声所引起的光量变动的处理进行说明。
带电装置或显影装置产生的高频噪声是稳定的周期噪声。周期噪声使打印图像产生由浓度不匀所造成的条纹噪声。为了使这样的条纹噪声不被视觉确认，需要将浓度不匀抑制为小于1％。由于OLED201的发光量根据高频噪声的相位而增减，所以如果检测高频噪声的相位来增减驱动电流量，则能够抑制由高频噪声所引起的光量变动。因此，能够将打印图像中的浓度不匀抑制到1％，而能够使条纹噪声不被视觉确认。
因此，在本实施方式中，对由于高频噪声而重叠于写入布线530的噪声成分进行检测，预先对DAC400输出的亮度信号修正与噪声成分相当的量。这样一来，因在亮度信号上重叠噪声成分，而能够使OLED201以所希望的光量发光，因此能够抑制由高频噪声所引起的浓度不匀。
在对由高频噪声所引起的光量变动进行修正时，如图16所示，对图像的每行执行步骤S1602～S1608的处理(S1601、S1609)。首先，图像检测部710细查图像数据的该行，确定第n个发光像素电路520曝光的图像区域中的连续区域(S1602)。然后，开始曝光(S1603)，在对连续区域进行曝光时(S1604：是)，由锁存电路502保持噪声检测用ADC500数字化后的亮度信号(S1605)。
控制部101能够参照锁存电路502保持的亮度信号。
控制部101从噪声检测用ADC500输出的检测值Vdetect减去第n个DAC400的输入值(数字值)Vdac来计算第n个发光像素电路520中的噪声成分Ax(以下简称为“第n个噪声成分Ax”)(S1606)。
Ax＝Vdetect－Vdac…(3)
由高频噪声所引起的噪声成分的大小在每个DAC400中不同。因此，为了对供给至第n个以外的DAC400的支配下的OLED201的驱动电流Id进行修正，而根据第n个噪声成分Ax来求出第n个以外的噪声成分Ax(S1607)。
具体而言，在求出第m个噪声成分Ax＿m的情况下，参照如图17所示的DC成分及增益成分表格725，按照下式(4)，从第n个噪声成分Ax减去第n个DC成分DCn，对计算出的减法运算值乘以第m个增益成分Gainm。然后，在乘法运算值上加上第m个DC成分DCm。
Ax＿m＝(Ax－DCn)×Gainm+DCm…(4)
如果使用式子(4)，则能够计算1～(n－1)以及(n+1)～150的各Ax＿m。
在图像数据中的下一行中，为了向第m个发光像素电路520输出亮度信号而由第m个DAC400输入的输入值Vi＿m如上述[4]中所述那样考虑随时间老化等来决定，但由于预测到第m个噪声成分Ax＿m重叠，所以为了抵消重叠的噪声成分Ax＿m，而对DAC400的输入值Vi＿m进行修正(S1608)。
Vdac＿m＝Vi＿m－Ax＿m…(5)
这样一来，在图像数据中的下一行中DAC400输出的亮度信号预先被修正噪声成分的量，因此随着噪声成分重叠在亮度信号上而将所希望的栅极－源极间电压Vgs保持于电容器521。因此，由于抑制由高频噪声所引起的OLED201的光量变动，所以能够实现较高的打印画质。
[7]变形例
以上，基于实施方式来说明了本发明，但本发明并不限于上述的实施方式，能够实施如下的变形例。
(7－1)在上述实施方式中，以噪声检测用ADC500检测选择用TFT512的源极电压的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之而检测驱动用TFT512的栅极电压。即使这样，本发明的效果也是相同的。
(7－2)在上述实施方式中，以在图像数据中的连续区域中由噪声检测用ADC500对亮度信号进行AD转换的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之采用如下方式。例如在噪声检测用ADC500能够在一个样本期间内完成亮度信号的AD转换的情况下，无需检测连续区域。如果在任意的样本期间内对亮度信号进行AD转换，则能够计算噪声成分Ax来修正亮度信号。
(7－3)在上述实施方式中，以直接使用图像数据中的先行的行中所检测出的噪声成分来修正下一行的亮度信号的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之采用如下方式。
由高频噪声所引起的噪声成分Ax周期性地变动。在噪声成分Ax的变动周期较长的情况下，图像数据中沿副扫描方向相邻的行彼此的噪声成分Ax的变动较小。因此，能够像上述实施方式那样，直接使用在前面的行所检测出的噪声成分Ax来修正下一行的亮度信号。
然而，若打印图像的浓度不匀超过1％则被视觉确认出条纹噪声。因此，在噪声成分Ax的变动周期较短且相邻的行彼此中的噪声成分Ax的变动较大的情况下，若直接使用在前一行所检测出的噪声成分Ax来修正下一行的亮度信号，则有可能不能够将由高频噪声所引起的浓度变动抑制为小于1％。
另外，例如若像QR码(注册商标)那样沿副扫描方向频繁地切换OLED201的点亮熄灭状态的行连续，则由于不存在连续区域，所以不能够检测噪声成分Ax的行连续。在这种情况下，即使使用最后检测出的噪声成分Ax来修正亮度信号，浓度不匀也有可能超过1％。
针对这样的问题，能够采用如下方式。由于带电装置112、显影装置113产生的高频噪声的周期、振幅是固定的，所以噪声成分Ax的周期、振幅也是固定的。噪声成分Ax的周期和振幅如果在工厂出厂时进行计测等则能够预先得知。因此，在如图18所示的高频噪声数据表格726中，能够预先使ASIC306中存储按照每个噪声成分Ax的相位使噪声成分Ax的值建立对应所得的高频噪声数据。
因此，噪声成分Ax的相位能够根据在图像形成时起动带电装置112以及显影装置113起的经过时间和噪声成分Ax的周期以某一程度的精度假定出来。因此，如果预测曝光时机的噪声成分Ax的相位来修正亮度信号，则能够精度良好地抑制浓度不匀。此外，噪声成分Ax的假定相位Pa有可能产生误差。为了修正这样的误差，采用如下方式即可。
首先，将噪声成分Ax的相位分类为四种期间。如图19所示，期间#1是在噪声成分Ax的相位的检测误差B的范围内噪声成分Ax单调递减的期间，具体而言，是相位误差B的范围包含在90度以上且270度以下的范围内的情况。
期间#2是在相位误差B的范围内噪声成分Ax单调递增的期间。具体而言，是相位误差B的范围包含在270度以上且90度(450度)以下的范围内的情况。
期间#3是在相位误差B的范围内包含噪声成分Ax的极大值的期间。具体而言，是相位误差B的范围包含在(90－B)度以上且(90+B)度以下的范围内的情况。
期间#4是在相位误差B的范围内包含噪声成分Ax的极小值的期间。具体而言，是相位误差B的范围包含在(270－B)度以上且(270+B)度以下的范围内的情况。
此外，相位误差B是根据噪声检测用ADC500的AD转换速度所决定的检测误差的范围。另外，以下将相位p的噪声成分Ax的值标记为Ax(p)。
(7－3－1)期间#1、#2
在期间#1、#2内，由于噪声成分Ax单调递减或者单调递增，所以对DAC400的输入值Vdac重叠了假定相位Pa的噪声成分Ax(Pa)后的值Vi与噪声检测用ADC500的检测值Vdetect一致的相位在期间#1内只有1点。因此，以如下方式判定是否需要修正噪声成分Ax的假定相位Pa。
(7－3－1－1)Vi＝Vdetect的情况
如图20所示，DAC400对从考虑了经年老化等的亮度信号值Vi减去假定相位Pa的噪声成分Ax(Pa)所得的的亮度信号值Vdac(＝Vi－Ax(Pa))进行DA(Digital to Analogue：数模)转换并输出。噪声检测用ADC500对DAC400的输出信号重叠了高频噪声的信号进行AD转换并输出信号值Vdetect。像
Vdetect＝Vdac+Ax(P)…(6)
那样，检测信号值Vdetect包含实际的相位P的噪声成分Ax(P)。另一方面，考虑了经年老化等的亮度信号值Vi像
Vi＝Vdac+Ax(Pa)…(7)
那样成为对DAC400的输入值Vdac重叠了假定相位Pa的噪声成分Ax(Pa)后的值。
因此，在噪声检测用ADC500的输出值Vdetect与信号值Vi相等的情况下，判断为噪声成分Ax的假定相位Pa与实际的相位P一致，因此无需修正假定相位Pa。
(7－3－1－2)Vi≠Vdetect的情况
此时，根据上述的式子(6)、(7)，判断为
Ax(Pa)＞Ax(P)…(8)
或者，
Ax(Pa)＜Ax(P)…(9)。在(8)的情况下，在期间#1中由于噪声成分Ax单调递减，所以噪声成分Ax的假定相位Pa比实际的相位P延迟。在期间#2中由于噪声成分Ax单调递增，所以噪声成分Ax的假定相位Pa比实际的相位P提前。
在(9)的情况下，与(8)的情况相反，在期间#1中噪声成分Ax的假定相位Pa比实际的相位P提前，在期间#2中噪声成分Ax的假定相位Pa比实际的相位P延迟。
由于不管在哪种情况下，假定相位Pa都偏离实际的相位P，所以需要修正假定相位Pa。因此，参照高频噪声数据表格726来确定与实际的噪声成分Ax(P)最接近的噪声成分值Ax(x)、Ax(y)。此处，设为相位x是比实际的相位P延迟的相位，相位y是比实际的相位P提前的相位，以在期间#1中，
Ax(x)＞Ax(P)＞Ax(y)…(10)，
另外，在期间#2中，
Ax(x)＜Ax(P)＜Ax(y)…(11)。
通过使用这些值的插值，按照下式更新假定相位Pa。
Pa＝{x×(Ax(P)－Ax(y))+y×(Ax(x)－Ax(P))}/(Ax(x)－Ax(y))…(12)
针对在通过噪声检测用ADC500检测出信号值Vdetect的行之后进行曝光的行，如果使用更新后的噪声成分Ax(Pa)，则能够修正由高频噪声所引起的曝光不均。
此外，在能够对噪声成分Ax的变动以振幅B的正弦波形近似的情况下，能够写为：
Ax(P)＝B×sin(P)…(13)，
所以可以按照
Pa＝sin－1(Ax(P)/B)…(14)
更新假定相位Pa。
(7－3－2)期间#3、#4
在噪声成分Ax的假定相位Pa的相位误差B的范围为期间#3、#4的情况下，与所检测出的噪声成分Ax(P)对应的相位值有时有2个。例如图21的(a)所示，在期间#3中相位误差B的范围涵盖包括相位90度的从相位Pa－到相位Pa+为止的范围，在噪声成分Ax(Pa－)大于噪声成分Ax(Pa+)的情况下，若所检测出的噪声成分Ax(P)为Ax(Pa－)以上且小于相位为90度时的噪声成分Ax(90°)则实际的相位P的候补有2个，所以不能够确定实际的相位P。
另一方面，在所检测出的噪声成分Ax(P)为Ax(Pa+)以上且小于Ax(Pa－)的情况下，实际的相位P的候补只有一个，所以将假定相位Pa更新为成为该相位P即可。
在期间#4中也同样，如图21的(b)所示，相位误差B的范围涵盖包括相位270度的从相位Pa－到相位Pa+为止的范围，噪声成分Ax(Pa+)小于噪声成分Ax(Pa－)的情况下，由于所检测出的噪声成分Ax(P)为Ax(Pa－)以下且比相位为270度时的噪声成分Ax(270°)大的实际的相位P的候补有2个，所以不能够确定实际的相位P。
另一方面，在所检测出的噪声成分Ax(Pa)大于Ax(Pa+)且为Ax(Pa－)以下的情况下，由于实际的相位P的候补只有一个，所以将假定相位Pa更新为成为该相位P即可。
若进行以上那样的考察，则能够将相位P、P+以及P－中的噪声成分Ax(P)、Ax(Pa+)以及Ax(Pa－)的大小关系分为如下的7种来考虑能否确定实际的相位P。
(a)Ax(Pa+)＞Ax(P)＞Ax(Pa－)
(b)Ax(Pa+)＝Ax(P)＞Ax(Pa－)
(c)Ax(P)＞Ax(Pa+)＞Ax(Pa－)
(d)Ax(P)＞Ax(Pa+)＝Ax(Pa－)
(e)Ax(P)＞Ax(Pa－)＞Ax(Pa+)
(f)Ax(Pa－)＝Ax(P)＞Ax(Pa+)
(g)Ax(Pa－)＞Ax(P)＞Ax(Pa+)
(7－3－2－1)不能够确定实际的相位P的情况
对于上述7种中的(b)～(f)，由于实际的相位P的候补有2个，所以不能够确定实际的相位P。因此，不能够使用实际的相位P来更新假定相位Pa。
(7－3－2－2)能够确定实际的相位P的情况
对于上述7种中的(a)以及(g)，由于能够确定实际的相位P，所以能够使用实际的相位P来更新假定相位Pa。
(7－3－2－2－1)Vi＝Vdetect的情况
由于在噪声检测用ADC500的输出值Vdetect与信号值Vi相等的情况下，判断为噪声成分Ax的假定相位Pa与实际的相位P一致，所以无需修正假定相位Pa。
(7－3－2－2－2)Vi≠Vdetect的情况
由于此时假定相位Pa偏离实际的相位P，所以以与上述的(3－1－2)相同的方式修正假定相位Pa。
即，参照高频噪声数据表格726来确定与实际的噪声成分Ax(P)最接近的噪声成分值Ax(x)、Ax(y)，并通过使用这些值的插值，按照式子(12)更新假定相位Pa。如果这样更新假定相位Pa，则能够修正由高频噪声所引起的曝光不均。
(7－4)在上述实施方式中，以参照DC成分及增益成分表格725根据第n个噪声成分Ax来求出第m个噪声成分Ax＿m的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之采用如下方式。例如可以检测重叠于多个写入布线530的噪声成分Ax，通过使用这些噪声成分Ax的插值来计算重叠于其它写入布线530的噪声成分Ax。
在图22的例子中，为了检测重叠于第1个、第75个以及第150个写入布线530的噪声成分Ax＿1、Ax＿75以及Ax＿150，而在从各写入布线530引出的引出布线531上分别连接噪声检测用ADC500。各噪声检测用ADC500如图23所例示，在对应的图像区域存在连续区域的情况下检测噪声成分Ax。
本变形例所涉及的ASIC306存储的高频噪声数据表格726如图24所例示，存储重叠于第1个、第75个以及第150个写入布线的每个相位角的噪声成分Ax。使用所检测出的噪声成分Ax＿1、Ax＿75以及Ax＿150和高频噪声数据表格726来确定高频噪声的相位。
在求第m个噪声成分Ax＿m的情况下，如果
1＜m＜75…(15)，
则根据第1个和第75个噪声成分Ax＿1、Ax＿75，使用下述的式子(16)来计算第m个噪声成分Ax＿m。
Ax＿m＝{Ax＿1×(75－m)+Ax＿75×(m－1)}/(75－1)…(16)
同样地，如果
75＜m＜150…(17)，
则根据第75个和第150个噪声成分Ax＿75、Ax＿150，使用下述的式子(18)来计算第m个噪声成分Ax＿m。
Ax＿m＝{Ax＿75×(150－m)+Ax＿150×(m－75)}/(150－75)…(18)
这样一来，能够计算从第2个～第74个以及第76个～第149个的各噪声成分Ax＿m。另外，在本变形例中，与上述实施方式不同，计算第m个噪声成分Ax＿m并不需要DC成分及增益成分表格725。因此，在能够减少ASIC306的存储容量这一含义上能够实现成本降低。
此外，检测噪声成分Ax的写入布线530的组合当然不限于第1个、第75个以及第150个的组合，可以使用其它组合，也可以组合4个以上。
(7－5)在上述实施方式中，以将高频噪声数据表格726作为初始数据而预先存储于ASIC306的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之采用如下方式。
即，作为初始数据而预先存储的高频噪声数据表格726在因高频噪声随时间变化而变得不适当的情况下，若使用高频噪声数据表格726来修正DAC400的输入值Vi＿m，则有可能不能够精度良好地抵消噪声成分Ax。另外，在预先存储高频噪声数据表格726的情况下，存在产生用于创建或存储数据的成本这样的问题。
与此相对，在本变形例中，通过在图像形成装置1的电源接通时、怠速运转时以及纸间时检测噪声成分Ax来创建高频噪声数据表格726。此外，在电源接通时、怠速运转时以及纸间时，由于OLED201继续熄灭，所以无需检测连续区域，能够始终检测噪声成分Ax。
这样一来，由于与高频噪声的随时间的变化相配合地更新高频噪声数据表格726，所以能够精度良好地检测高频噪声的相位。因此，即使高频噪声随时间变化，也能够修正DAC400的输入值Vi＿m以精度良好地抵消噪声成分Ax。
(7－6)在上述实施方式中，以检测重叠于第n个写入布线530的噪声成分Ax的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之采用如下方式。
即，在上述实施方式中，由于仅检测重叠于第n个写入布线530的噪声成分Ax，所以若与第n个DAC400对应的图像区域中不存在连续区域的情况连续发生，则不能够精度良好地检测高频噪声的相位。
与此相对，在本变形例中，如图25所示，为了检测重叠于第1个、第75个以及第150个的写入布线530的噪声成分Ax＿1、Ax＿75以及Ax＿150，在从各写入布线530引出的引出布线531上分别连接噪声检测用ADC500。
驱动IC302通过控制选择器2500来使对应的图像区域中存在连续区域的噪声检测用TFT2501导通，使不存在连续区域的噪声检测用TFT2501截止。在连接有引出布线531的情况下，噪声检测用ADC500能够检测噪声成分Ax。
这样一来，即使在与第1个DAC400对应的图像区域中不存在连续区域，如果存在与其它DAC400对应的连续区域，则能够精度良好地检测高频噪声的相位。
此外，高频噪声数据表格726可以在每当检测噪声成分Ax时进行更新，也可以作为初始数据而预先存储于ASIC306。另外，检测噪声成分Ax的写入布线530当然并不限于第1个、第75个以及第150个的组合，可以使用其它组合，也可以对4个以上的写入布线530检测噪声成分Ax。
(7－7)在上述实施方式中，以在打印区域修正亮度信号的情况为例进行了说明，但当然还可以包括纸间区域来进行图像检测，并进行修正。
(7－8)在上述实施方式中，以由控制部101参照锁存电路502保持的亮度信号来进行修正亮度信号的处理的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以取而代之由驱动IC302进行修正亮度信号的处理。该情况下，驱动IC302可以对控制部101的ASIC306请求处理，也可以在驱动IC302上搭载与ASIC306相当的功能。
(7－9)在上述实施方式中，以图像形成装置1为串联型的彩色打印机的情况为例进行了说明，但当然本发明并不限于此，可以在串联型以外的彩色打印机、单色打印机中应用本发明。另外，在具备扫描仪的复印装置、甚至具备传真通信功能的传真装置这样的单功能、兼具这些功能的复合机(MFP：Multi-Function Peripheral)中应用本发明也能够获得同样的效果。
工业上的可利用性
本发明所涉及的光写入装置以及图像形成装置作为防止由高频噪声所引起的浓度不匀的装置是有用的。