一种电光调制器的偏压控制电路系统的制作方法

1.本发明涉及电光调制器的正交工作点控制技术领域，更具体涉及一种电光调制器的偏压控制电路系统。


背景技术：

2.微波光子学技术融合了光传输的大容量与无线通讯的灵活性，是当下无线通信技术中的一个热门关键技术。但是目前所用到的外部电光调制技术虽然能够提供更大的带宽，但是由于铌酸锂电光调制器的材料特性，在使用场景中，会受到温度变化，入光功率变化，环境应力变化等因素的影响，工作点会发生漂移，使得铌酸锂电光调制器的调制精度降低，从而影响光纤通讯系统的通讯质量，严重限制了光纤通讯系统的应用场景。
3.目前的国内的电光调制器的偏压控制板大部分集中在研究所与高校中，大规模生产以及适应多种要求的产品就更少。目前比较常见的偏压控制系统的控制方法为：在调制器的偏压输入端加入一个微小扰动的信号，通过调制器调制之后，将经由低频光电探测器探测得到的信号进行处理并进行判断、处理与反馈，例如中国专利公开号cn111796540 a公开的一种高锁定精度的电光调制器偏压控制电路系统，但是该专利申请和市面上大多数产品一样，使用的都是扰动信号的二倍频与扰动信号的基频幅度比值的方法判断调制器的工作点位置，对于正交偏置工作点的漂移方向的判断并不涉及，从而导致短时间无法判断工作点漂移的方向，导致控制会出现迟滞性，且由于工作点漂移的方向不确定容易导致控制不准确的问题，市面上还有少数产品对于正交偏置工作点的漂移方向的判断采用求导法，没有出现方向判断的问题，但是由于求导过程复杂，容易出现控制频率慢，跟不上偏置电压的快速变化的现象或者由于求导过程慢无法实时更新工作点的漂移方向而导致控制产生迟滞，工作点锁定位置不准确，从而工作点锁定位置偏离正交点。


技术实现要素：

4.本发明所要解决的技术问题在于现有技术电光调制器的偏压控制电路系统存在控制出现迟滞性、控制不准确、控制频率慢以及工作点锁定位置偏离正交点的问题。
5.本发明通过以下技术手段实现解决上述技术问题的：一种电光调制器的偏压控制电路系统，包括激光器、电光调制器、信号调理模块、adc模块、mcu控制模块、dac模块及模拟加法模块；所述激光器的光输出端与电光调制器的光输入端连接，电光调制器的背向探测器输出端与信号调理模块的输入端连接，信号调理模块的输出端与adc模块的输入端连接，adc模块的输出端与mcu控制模块的输入端连接，mcu控制模块输出端与dac模块的输入端连接，dac模块的输出端与模拟加法模块的输入端连接，模拟加法模块的输出端与电光调制器的偏压控制端连接，电光调制器的射频信号输入端接收射频信号；所述mcu控制模块计算当前正交工作点的偏置电压，基于该偏置电压采用fft算法获取工作点偏移方向，根据工作点偏移方向采用pid算法得到控制信号，将控制信号传递给dac模块，模拟加法模块将dac模块的偏置电压信号与扰动信号进行加法运算，并输出传递给电光调制器的偏压控制端，对电
光调制器的工作点进行控制。
6.有益效果：本发明计算当前正交工作点的偏置电压，基于该偏置电压采用fft算法获取工作点偏移方向，fft算法具有超高的速度，短时间能够及时判断工作点漂移的方向，使得控制不会出现迟滞性，并且由于工作点漂移方向的确定能够实现精准控制，从而工作点锁定位置准确，工作点锁定位置不会偏离正交点。而且由于本发明的方法能够实时快速获取工作点漂移的方向，使得控制频率快，能够跟上偏置电压的快速变化。
7.进一步地，所述偏压控制电路系统还包括高频光电探测器，所述电光调制器的光输出端与高频光电探测器的光输入端连接，高频光电探测器的输出端与后端电路连接。
8.更进一步地，所述激光器发出的光经过电光调制器的射频信号调制，得到的调制信号一部分进入高频光电探测器后再进入后端光通讯电路，另一部分经电光调制器的背向探测器输出端后产生电流信号进入信号调理模块，信号调理模块对该电流信号进行处理，同时输出直流信号与交流信号，该直流信号与交流信号经由adc模块进行模数转换，将得到的数字信号传递给mcu控制模块进行fft运算、逐次逼近运算以及pid控制运算，得到的控制信号传递给dac模块，在模拟加法模块将dac模块的偏置电压信号与扰动信号进行加法运算，并输出传递给电光调制器的偏压控制端，从而对电光调制器的工作点进行控制。
9.进一步地，所述电光调制器为带有背向探测器的马赫-曾德尔型调制器，所述电光调制器根据输入的射频信号对进入电光调制器的光信号进行调制。
10.进一步地，所述激光器为窄线宽外调制激光器，通过所述激光器为整个链路提供光载波。
11.进一步地，所述信号调理模块包括i/v转换电路、带通滤波及放大电路，通过所述i/v转换电路将所述电光调制器输出的微小电流信号转换成电压信号，通过所述带通滤波及放大电路分离并放大所述i/v转换电路输出的电压信号，并处理为包含光功率的直流信号与包含扰动信号的交流信号。
12.更进一步地，所述adc模块为外置同步双通道adc电路，通过所述外置同步双通道adc电路采集所述信号调理模块输出的直流信号与交流信号。
13.进一步地，所述mcu控制模块计算当前正交工作点的偏置电压，包括：
14.关闭扰动信号，通过控制dac模块输出步进电压，电压范围为(-1.5
×vπ
～+1.5
×vπ
)，通过逐次比较法找到adc模块第1通道采集到的直流电压的最大电压值v
max
与最小电压值v
min
，并将此时的dac模块的输出变为正交点所在的电压v
quard
＝(v
max
+v
min
)/2。
15.更进一步地，所述基于该偏置电压采用fft算法获取工作点偏移方向，包括：
16.通过mcu控制模块向电光调制器发送扰动信号，将偏置电压在v
quard
状态下的经过信号调理模块处理之后的交流信号使用16bit的adc模块采用102.4ksps采样率进行1024次采集之后，关闭扰动信号，通过基4的fft算法，将这1024个点内包含的频率与幅值信息以及相位计算出来，将频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
提取出来，并计算比值k＝v
mag2
/v
mag1
，将k设定为pid算法的目标值pid_sv＝k，同时计算出频率为扰动信号频率的相位信息p
phase1
以及频率为扰动信号的二倍频的相位信息p
phase2
，根据计算所得pn＝2
·
p
phase1-p
phase2
,若pn＝π，则工作点偏移方向为若pn＝0，则
工作点偏移方向为(此位置的偏移方向代表的是电光调制器工作点的偏移方向，为了保持系统稳定，下文的系数d的偏移方向恰好是应该与工作点方向相反，才能将其控制在正交工作点)
17.更进一步地，所述根据工作点偏移方向采用pid算法得到控制信号，包括：
18.步骤(1)：在电光调制器的反馈控制端加入正交点所在的电压v
quard
，计算此时频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
的比值为pid_pv；
19.步骤(2)：通过以下公式得出反馈控制端输出电压v
out
[0020][0021]
其中，d为工作点漂移的方向系数，p
out
为比例控制计算出的值，i
out
为积分控制计算出的值(由于本实验只使用到了pid控制中的pi，因此没有计算微分控制的值)，e(t)为误差信号且e(t)＝pid_sv-pid_pv，k
p
为比例系数，ti为积分时间常数，v0为调节电压值，初始情况下v0为v
quard
；
[0022]
步骤(3)：反馈控制端输出电压v
out
作为电光调制器的反馈控制端加入的电压，将上一次计算得到的反馈控制端输出电压v
out
作为v0，返回执行步骤(1)和步骤(2)；
[0023]
步骤(4)：重复上述过程，使得整个系统一直稳定在所设定的工作点附近。
[0024]
本发明的优点在于：
[0025]
(1)本发明计算当前正交工作点的偏置电压，基于该偏置电压采用fft算法获取工作点偏移方向，fft算法具有超高的速度，短时间能够及时判断工作点漂移的方向，使得控制不会出现迟滞性，并且由于工作点漂移方向的确定能够实现精准控制，从而工作点锁定位置准确，工作点锁定位置不会偏离正交点。而且由于本发明的方法能够实时快速获取工作点漂移的方向，使得控制频率快，能够跟上偏置电压的快速变化。
[0026]
(2)本发明通过分时产生微小扰动信号也即包含扰动信号的交流信号，保证了信号的初相位，从而保证了fft解相位算法的结果的正确性，并经由调制器的背向探测器探测之后对其中包含的光信号与导频信号进行了分别处理，分别保证了直流信号与交流信号的动态范围。
[0027]
(3)本发明在mcu控制模块使用了逐次逼近法，fft解幅度算法，fft解相位算法，使得方向判断的速度得到了大幅度提升，另外，相比现有采用复杂的求导获取偏移方向的方法，本发明直接根据相位信息获取pn，根据pn的值直接判定方向，进一步提升了偏移方向的判定速度。
[0028]
(4)本发明通过pid算法对扰动信号二倍频与扰动信号基频的幅值的比值k进行自动控制，从而避免了因为前端激光器光功率或光链路的插损发生改变，而对系统控制精度的影响，提高了系统锁定精度。
附图说明
[0029]
图1为本发明实施例所公开的一种电光调制器的偏压控制电路系统的原路图；
[0030]
图2为本发明实施例所公开的一种电光调制器的偏压控制电路系统中调制器输出光功率以及扰动信号二次谐波与基频幅度比值与工作点关系图。
具体实施方式
[0031]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0032]
如图1所示，一种电光调制器的偏压控制电路系统，包括激光器1、电光调制器2、高频光电探测器3、信号调理模块4、adc模块5、mcu控制模块6、dac模块7及模拟加法模块8。
[0033]
所述激光器1的光输出端与电光调制器2的光输入端a连接，所述电光调制器2的光输出端e与高频光电探测器3的光输入端f连接，高频光电探测器3的输出端g与后端电路连接。电光调制器2的背向探测器输出端d与信号调理模块4的输入端连接，信号调理模块4的输出端与adc模块5的输入端连接，adc模块5的输出端与mcu控制模块6的输入端连接，mcu控制模块6输出端与dac模块7的输入端连接，dac模块7的输出端与模拟加法模块8的输入端连接，模拟加法模块8的输出端与电光调制器2的偏压控制端c连接，电光调制器2的射频信号输入端b接收射频信号；所述mcu控制模块6计算当前正交工作点的偏置电压，基于该偏置电压采用fft算法获取工作点偏移方向，根据工作点偏移方向采用pid算法得到控制信号，将控制信号传递给dac模块7，模拟加法模块8将dac模块7的偏置电压信号与扰动信号进行加法运算，并输出传递给电光调制器2的偏压控制端，对电光调制器2的工作点进行控制。
[0034]
本实施例中，所述激光器1为窄线宽外调制激光器1，通过所述激光器1为整个链路提供光载波。
[0035]
本实施例中，所述电光调制器2为带有背向探测器的马赫-曾德尔型调制器，所述电光调制器2根据输入的射频信号对进入电光调制器2的光信号进行调制。
[0036]
本实施例中，所述信号调理模块4包括i/v转换电路、带通滤波及放大电路，通过所述i/v转换电路将所述电光调制器2输出的微小电流信号转换成电压信号，通过所述带通滤波及放大电路分离并放大所述i/v转换电路输出的电压信号，并处理为包含光功率的直流信号与包含扰动信号的交流信号。
[0037]
本实施例中，所述adc模块5为外置同步双通道adc电路，通过所述外置同步双通道adc电路采集所述信号调理模块4输出的直流信号与交流信号。所述mcu控制模块6和adc模块5、dac模块7之间采用两个spi接口进行连接，既保证了电路的精简性，又保证了信号的传输速率，保证了快速的锁定时间。
[0038]
本发明的电路工作原理为：所述激光器1发出的光经过电光调制器2的射频信号调制，得到的调制信号一部分进入高频光电探测器3后再进入后端光通讯电路，另一部分经电光调制器2的背向探测器输出端后产生电流信号进入信号调理模块4，信号调理模块4对该电流信号进行处理，同时输出直流信号与交流信号，该直流信号与交流信号经由adc模块5进行模数转换，将得到的数字信号传递给mcu控制模块6进行fft运算、逐次逼近运算以及
pid控制运算，得到的控制信号传递给dac模块7，在模拟加法模块8将dac模块7的偏置电压信号与扰动信号进行加法运算，并输出传递给电光调制器2的偏压控制端，从而对电光调制器2的工作点进行控制。
[0039]
本发明中对电光调制器2的工作点的控制主要依靠mcu控制模块6实现，以下详细介绍mcu控制模块6的工作过程：
[0040]
s1：找寻当前正交工作点的偏置电压
[0041]
关闭扰动信号，通过控制dac模块7输出步进电压，电压范围为(-1.5
×vπ
～+1.5
×vπ
)，通过逐次比较法找到adc模块5第1通道采集到的直流电压的最大电压值v
max
与最小电压值v
min
，并将此时的dac模块7的输出变为正交点所在的电压v
quard
＝(v
max
+v
min
)/2；
[0042]
s2：将电光调制器2控制在正交工作点
[0043]
通过向mcu控制模块6向电光调制器2发送扰动信号，将偏置电压在v
quard
状态下的经过信号调理模块4处理之后的交流信号使用16bit的adc模块5采用102.4ksps采样率进行1024次采集之后，关闭扰动信号，通过基4的fft算法，将这1024个点内包含的频率与幅值信息以及相位计算出来。将频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
提取出来，并计算比值k＝v
mag2
/v
mag1
，并将k设定为pid算法的目标值pid_sv＝k，同时计算出频率为扰动信号频率的相位信息p
phase1
以及频率为扰动信号的二倍频的相位信息p
phase2
，根据计算所得pn＝2
·
p
phase1-p
phase2
,若pn＝π，则工作点偏移方向为若pn＝0，则工作点偏移方向为作为pid控制时方向的判断依据，其中，表示向右偏离一点点，表示向左偏离一点点。之后使用pid进行自动控制，并重复执行步骤s2，将电光调制器2的工作点控制在设定位置。频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
的比值以及频率为扰动信号频率的相位信息p
phase1
以及频率为扰动信号的二倍频的相位信息p
phase2
与电光调制器2工作点的关系如下：
[0044]
根据强度调制器的传输函数可知，当强度调制器的输入电压为一个带有dc偏置以及微弱扰动信号的单频的单频信号时，经过高频光电探测器3输出的电流信号可以表示为：
[0045][0046]
提取其中交流信号
[0047][0048]
其中
[0049]
[0050][0051][0052][0053]
根据上式，计算出频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
[0054][0055][0056]
则由于扰动信号的幅值和相位固定，因此
[0057]
其中由此可知比值k只与调制器工作点的相位有关；
[0058]
相位信息
[0059]
时
[0060][0061][0062]
因此pn＝2
·
p
phase1-p
phase2
＝π
[0063]
时
[0064][0065][0066]
因此pn＝2
·
p
phase1-p
phase2
＝0
[0067]
因此，工作点漂移的方向可以由pn的值来表示。
[0068]
其中，pid控制的具体过程如下：
[0069]
步骤(1)：在电光调制器2的反馈控制端加入正交点所在的电压v
quard
，此时由于外界环境发生变化，导致电光调制器2此时的工作点发生了偏移，计算此时频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
的比值现在为pid_pv；
[0070]
步骤(2)：根据数字pid的计算公式得出反馈控制端输出电压v
out
，计算公式如下：
[0071][0072]
其中，d为工作点漂移的方向，当pn＝π，d＝+1，当pn＝0，d＝-1，p
out
为比例控制计算出的值，i
out
为积分控制计算出的值(由于本实验只使用到了pid控制中的pi，因此没有计算微分控制的值)，e(t)＝pid_sv-pid_pv，为误差信号，k
p
为比例系数，ti为积分时间常数，v0为调节电压值，初始情况下v0为v
quard
。由图2调制器输出光功率以及扰动信号二次谐波与基频幅度比值与工作点关系图可知，当pn＝π时，工作点偏移方向为此时相当于工作点的电压变大，此时应该减小电压。由于e(t)＝pid_sv-pid_pv《0，因此方向系数d＝+1，当pn＝0，工作点偏移方向为此时相当于工作点的电压变小，此时应该增加电压，由于e(t)＝pid_sv-pid_pv《0，因此方向系数d＝-1。
[0073]
步骤(3)：在电光调制器2的反馈控制端加入上一步骤的计算结果v
out
，此时由于外界环境发生变化，计算此时频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
的比值现在为pid_pv；
[0074]
步骤(4)：根据数字pid的计算公式得出反馈控制端输出电压v
out
，计算公式如下：
[0075][0076]
其中，d为工作点漂移的方向，当pn＝π，d＝+1，当pn＝0，d＝-1，e(t)＝pid_sv-pid_pv，为误差信号，k
p
为比例系数，ti为积分时间常数，v1为上次计算得出的电压值。
[0077]
步骤(5)：重复步骤(3)(4)，使得整个系统能够一直稳定在所设定的工作点附近。
[0078]
通过以上技术方案，本发明采用了在电光调制器2的输入端加入一个微小扰动信号(1khz，
±
100mv)的方法，经由电光调制器2背向探测器探测之后对其中包含的光信号与导频信号进行了分别处理；并在mcu控制模块6使用了fft算法，使得反馈信号的控制精度与处理速度得到了大幅度提升，特别是由于采用了fft解相位运算，极大提高了电光调制器2工作点漂移方向的判断速度，从而可以将工作点控制在更接近正交点的位置；并通过频率为扰动信号频率的幅值信息v
mag1
以及频率为扰动信号的二倍频的幅值信息v
mag2
的比值k进行控制，从而避免了前端激光器1光功率或光链路插损发生改变对系统控制精度的影响，提高了系统锁定精度。
[0079]
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。