一种应用于动力电池的主动型混合均衡电路的制作方法

本发明属于电池管理技术领域，涉及到电路与系统控制技术，特别是涉及到一种应用于动力电池的主动型混合均衡电路。

背景技术：

动力电池作为新能源汽车的核心部件与动力源泉，在新能源汽车产业链上占据着重要位置。由于电池在生产制造以及使用过程中的差异，电池组中的单体电池之间存在着不一致性。这些不一致必然会导致电池包的可用容量的损失，最终造成寿命下降，甚至造成安全隐患。数据显示，单体电池的容量有百分之二十的差异，电池包会有百分之四十的容量损失。因此，需要一个功能完善的电池管理系统，确保动力电池组的安全性以及延长其使用寿命。

目前，电池均衡技术对锂电池的性能提升有着重要的意义。目前主流的电池均衡方案主要有被动均衡和主动均衡。其中，主动均衡的实现原理是将串联电池组中能量较高的单体电池的能量转移到容量较低的单体电池中。这种电路一般通过特殊的电容、电感或变压器的组合电路实现，根据实现原理的不同方案对应的主动均衡电路也大相庭径，但是普遍结构都比较复杂，因此在应用于较大规模的电池组的情况下实现比较困难。因为主动均衡中各个串联电池单元的电量都各有升降变化，原来的算法策略控制难度也变得更大。又因为这种均衡方式并不是简单的消耗掉高电量的单体电池的能量，而是将高于平均电量的部分转移到低于平均电量的电池单体，很大程度上减少了能量的损耗，故也称无损均衡，是当前领域学术研究的主要对象。

技术实现要素：

本发明针对现有技术的不足，对传统的dc-dc拓扑进行改良，提出了一种能够加快电池组能量均衡的速度，提高能量均衡的效率，最终使电池单体之间的不一致性保持在合理范围内的一种应用于动力电池的主动型混合均衡电路。

本发明包括底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路和上层基于多变压器的主动均衡电路。

所述的底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路，包括m个多绕组均衡器，每个多绕组均衡器包括n个单绕组均衡器，其中k个为正向绕组均衡器，另外n-k个为反向绕组均衡器。

所述的正向绕组均衡器包括两个nmos管和一个变压器正向绕组，第一nmos管q1的源极接第二nmos管q2的源极，第二nmos管q2的漏极接变压器正向绕组的异名端，第一nmos管q1的漏极作为电池负极接入端，变压器正向绕组的同名端作为电池正极接入端。

所述的反向绕组均衡器包括两个nmos管和一个变压器反向绕组，第三nmos管q3的源极接第四nmos管q4的源极，第三nmos管q3的漏极接变压器反向绕组的同名端，第四nmos管q4的漏极作为电池负极接入端，变压器反向绕组的异名端作为电池正极接入端。

n个单绕组均衡器的变压器正向绕组或变压器反向绕组共用同一磁芯。

每个多绕组均衡器中，第一个正向绕组均衡器的电池正极接入端作为该多绕组均衡器的正极接入端，电池负极接入端接第二个正向绕组均衡器的电池正极接入端，依此将k个正向绕组均衡器串联。每个多绕组均衡器中，最后一个反向绕组均衡器的电池负极接入端作为该多绕组均衡器的负极接入端，电池正极接入端接前一个反向绕组均衡器的电池负极接入端，依此将n-k个反向绕组均衡器串联。最后一个正向绕组均衡器的电池负极接入端接第一个反向绕组均衡器的电池正极接入端，将一个多绕组均衡器中的n个单绕组均衡器串联。

所述的上层基于多变压器的主动均衡电路，包括m个双向反激变换均衡器，每个双向反激变换均衡器包括一个原边侧电路和一个副边侧电路。

所述的双向反激变换均衡器的原边侧电路包括两个nmos管和一个变压器的原边侧绕组，第五nmos管q5的源极接第六nmos管q6的源极，第六nmos管q6的漏极接变压器的原边侧绕组的异名端，第五nmos管q5的漏极作为该双向反激变换均衡器的全部电池负极接入端，变压器的原边侧绕组的同名端作为该双向反激变换均衡器的全部电池正极接入端。

所述的双向反激变换均衡器的副边侧电路包括两个nmos管和一个变压器的副边侧绕组，第七nmos管q7的源极接第八nmos管q8的源极，第七nmos管q7的漏极接变压器的副边侧绕组的同名端，第八nmos管q8的漏极作为该双向反激变换均衡器的负极接入端，变压器的副边侧绕组的异名端作为该双向反激变换均衡器的正极接入端。

每个双向反激变换器的原边侧绕组和副边侧绕组共用一个磁芯。

第一个双向反激变换均衡器的负极接入端接第二个双向反激变换均衡器的正极接入端，依此将m个双向反激变换均衡器的副边侧电路串联；底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中每个多绕组均衡器的正极接入端与对应的双向反激变换均衡器正极接入端连接，每个多绕组均衡器的负极接入端与对应的双向反激变换均衡器负极接入端连接；所有的双向反激变换均衡器的全部电池正极接入端连接后，与底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的第一个多绕组均衡器的正极接入端连接；所有的双向反激变换均衡器的全部电池负极接入端连接后，与底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的最后一个多绕组均衡器的负极接入端连接，将m个双向反激变换均衡器的原边侧电路并联。

底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的多绕组均衡器采用基于多绕组的能量直接传递的双向dc/dc变换器，上层基于多变压器的主动均衡电路中的双向反激变换均衡器采用基于反激变换器的双向dc/dc电路，两级均衡单元中都设有pwm调制脉冲输出模块。

本发明采用了多层次结合的均衡电路，实现了两层主动均衡器之间的混合工作模式。由于采用多层次混合模式的设计，因此可以在单体电池数目规模比较大的系统上实现，另一方面因为不同层次可以同时进行均衡，因此大大加快了均衡速度。上层的双向反激变换器，可以在较大的均衡功率下完成二级电池组之间的均衡；下层能量直接传递的拓扑，可以更加灵活地实现单体电池之间的能量转移。总体来说本发明可以极大地提高电池均衡的均衡速度与均衡效率，更加具备灵活性，而且可以在较大规模的电池供电系统中实现。

附图说明

图1为本发明的电路图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。所描述的实例仅仅是一部分具体实例，而不是全部的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种应用于动力电池的主动型混合均衡电路，包括上层基于多变压器的主动均衡电路、底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路

底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路包括m个多绕组均衡器，每个多绕组均衡器包括n个单绕组均衡器，其中k个为正向绕组均衡器，另外n-k个为反向绕组均衡器。

每个正向绕组均衡器包括两个nmos管和一个变压器正向绕组，第一nmos管q1的源极接第二nmos管q2的源极，第二nmos管q2的漏极接变压器正向绕组的异名端，第一nmos管q1的漏极作为电池负极接入端，变压器正向绕组的同名端作为电池正极接入端。

图中，第一个多绕组均衡器中k个正向绕组均衡器的nmos管分别为q1-11、q2-11，q1-12、q2-12，…q1-1k、q2-1k，对应的变压器正向绕组分别为l11，l12，…，l1k；第二个多绕组均衡器中k个正向绕组均衡器的nmos管分别为q1-21、q2-21，q1-22、q2-22，…，q1-2k、q2-2k，对应的变压器正向绕组分别为l21，l22，…，l2k；…；第m个多绕组均衡器中k个正向绕组均衡器的nmos分别为q1-m1、q2-m1，q1-m2、q2-m2，…，q1-mk、q2-mk，对应的变压器正向绕组分别为lm1，lm2，…，lmk。

每个反向绕组均衡器包括两个nmos管和一个变压器反向绕组，第三nmos管q3的源极接第四nmos管q4的源极，第三nmos管q3的漏极接变压器反向绕组的同名端，第四nmos管q4的漏极作为电池负极接入端，变压器反向绕组的异名端作为电池正极接入端。

图中，第一个多绕组均衡器中n-k个反向绕组均衡器的nmos管分别为q3-1(k+1)、q4-1(k+1)，…，q3-1(n-1)、q4-1(n-1)，q3-1n、q4-1n，对应的变压器反向绕组分别为l1(k+1)，…，l1(n-1)，l1n；第二个多绕组均衡器中n-k个反向绕组均衡器的nmos管分别为q3-2(k+1)、q4-2(k+1)，…，q3-2(n-1)、q4-2(n-1)，q3-2nq4-2n，对应的变压器反向绕组分别为l2(k+1)，…，l2(n-1)，l2n；…；第m个多绕组均衡器中n-k个反向绕组均衡器的nmos管分别为q3-m(k+1)q4-m(k+1)，…，q3-m(n-1)q4-m(n-1)，q3-mnq4-mn，变压器反向绕组分别为lm(k+1)，…，lm(n-1)，lmn。

n个单绕组均衡器的变压器正向绕组或变压器反向绕组共用同一磁芯。

每个多绕组均衡器中，第一个正向绕组均衡器的电池正极接入端作为该多绕组均衡器的正极接入端，电池负极接入端接第二个正向绕组均衡器的电池正极接入端，依此将k个正向绕组均衡器串联。每个多绕组均衡器中，最后一个反向绕组均衡器的电池负极接入端作为该多绕组均衡器的负极接入端，电池正极接入端接前一个反向绕组均衡器的电池负极接入端，依此将n-k个反向绕组均衡器串联。最后一个正向绕组均衡器的电池负极接入端接第一个反向绕组均衡器的电池正极接入端，将一个多绕组均衡器中的n个单绕组均衡器串联。

上层基于多变压器的主动均衡电路，包括m个双向反激变换均衡器，每个双向反激变换均衡器包括一个原边侧电路和一个副边侧电路。

每个双向反激变换均衡器的原边侧电路包括两个nmos管和一个变压器的原边侧绕组，第五nmos管q5的源极接第六nmos管q6的源极，第六nmos管q6的漏极接变压器的原边侧绕组的异名端，第五nmos管q5的漏极作为该双向反激变换均衡器的全部电池负极接入端，变压器的原边侧绕组的同名端作为该双向反激变换均衡器的全部电池正极接入端。

图中，第一个反激变换均衡器的原边侧电路中的nmos管分别为q5-1和q6-1，变压器原边侧绕组为l1-1；第二个反激变换均衡器的原边侧电路中的nmos管分别为q5-2和q6-2，变压器原边侧绕组为l2-1；…；第m个反激变换均衡器的原边侧电路中的nmos管分别为q5-m和q6-m，变压器原边侧绕组分别lm-1。

每个双向反激变换均衡器的副边侧电路包括两个nmos管和一个变压器的副边侧绕组，第七nmos管q7的源极接第八nmos管q8的源极，第七nmos管q7的漏极接变压器的副边侧绕组的同名端，第八nmos管q8的漏极作为该双向反激变换均衡器的负极接入端，变压器的副边侧绕组的异名端作为该双向反激变换均衡器的正极接入端。

图中，第一个反激变换均衡器的副边侧电路中的nmos管分别为q7-1和q8-1，变压器副边侧绕组为l1-2；第二个反激变换均衡器的副边侧电路中的nmos管分别为q7-2和q8-2，变压器副边侧绕组为l2-2；…；第m个反激变换均衡器的副边侧电路中的nmos管分别为q7-m和q8-m，变压器副边侧绕组分别lm-2。每个双向反激变换器原边侧绕组和副边侧绕组共用一个磁芯。

第一个双向反激变换均衡器的负极接入端接第二个双向反激变换均衡器的正极接入端，依此将m个双向反激变换均衡器的副边侧电路串联；底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中每个多绕组均衡器的正极接入端与对应的双向反激变换均衡器正极接入端连接，每个多绕组均衡器的负极接入端与对应的双向反激变换均衡器负极接入端连接；所有的双向反激变换均衡器的全部电池正极接入端连接后，与底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的第一个多绕组均衡器的正极接入端连接；所有的双向反激变换均衡器的全部电池负极接入端连接后，与底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的最后一个多绕组均衡器的负极接入端连接，将m个双向反激变换均衡器的原边侧电路并联。

底层基于多绕组能量直接转移的主动均衡电路中的多绕组均衡器采用基于多绕组的能量直接传递的双向dc/dc变换器，上层基于多变压器的主动均衡电路中的双向反激变换均衡器采用基于反激变换器的双向dc/dc电路，两级均衡单元中都设有pwm调制脉冲输出模块。

工作中，将串联的动力电池分为m个锂电池组，每个锂电池组为串联的n节锂电池。每个锂电池组对应一个多绕组均衡器，一个锂电池组中的k节锂电池正负极，分别与该多绕组均衡器中对应的k个正向绕组均衡器的电池正、负极接入端连接。另外的n-k节锂电池正负极，分别与该多绕组均衡器中对应的n-k个反向绕组均衡器的电池正、负极接入端连接。这样，串联的m×n节锂电池(第一组锂电池为b11,b12,···,b1k,b1(k+1),···,b1(n-1),b1n；第二组锂电池为b21,b22,···,b2k,b2(k+1),···,b2(n-1),b2n；第三组锂电池为b31,b32,···,b3k,b3(k+1),···,b3(n-1),b3n；…；第m组锂电池为bm1,bm2,···,bmk,bm(k+1),···,bm(n-1),bmn)全部接入该电路。

电路中每个锂电池组使用一个mcu控制器，mcu通过内部自带的pwm模块产生控制信号，然后通过mos驱动电路控制q1-11、q2-11、q1-12、q2-12…、q3-1(n-1)、q4-1(n-1)、…、q1-m1、q2-m1、…、q3-mn、q4-mn的开关状态，进而控制每个锂电池组内底层主动均衡的均衡状态。

该电路可以实现多级均衡电路的混合模式均衡。当锂电池组之间能量差异比较大的时候，由mcu产生控制信号来控制最上层的主动均衡器工作，通过控制mos的开关使得能量由高电量的锂电池组转移到全部电池组成的电池组中，或者使能量由全部电池组成的电池组转移到低电量的锂电池组中，能量的转移通过反激变换来实现，通过控制mos管的导通时间可以控制均衡电流的大小。当锂电池组内部电池单体之间电量差异较大的时候，通过控制底层的主动均衡器的工作状态，可以使能量高的电池单体直接转移能量给能量较低的能量单体，如果目标电池与源电池所连接的的底层单绕组均衡器中的变压器绕组的连接方向相反，即一个对应的均衡器为正向绕组均衡另一个对应的均衡器为反向均衡器，能量通过反激变换实现在两者之间的转移；如果目标电池与源电池所连接的的底层单绕组均衡器中的变压器绕组的连接方式相同，即在两个电池单体对应的均衡器都为正向绕组均衡器或者反向绕组均衡器，则通过正激变换或者两次反激变换实现能量的转移。最终，通过两层主动均衡电路的协同工作，在保证均衡效率与均衡速度的前提下，达到整个电池组内部的所有电池的剩余能量相同的目标。

该电路通过将电池组划分层次，分而治之的均衡模式，突破了原有主动均衡电路过于庞大，在大规模的电池组中难以实现的限制，并且大大加快了电池均衡的速度与效率。