新能源汽车的高压母线电容的预充电装置的制作方法

本发明涉及新能源汽车领域，尤其涉及一种新能源汽车的高压母线电容的预充电装置。

背景技术：

如图1所示，电动汽车的电气系统一般由高压电池包91、电池管理系统（bms：batterymanagementsystem）92、接线盒93、高压电器94等组成，汽车起动时，电池管理系统92控制接线盒93接通高压电池包91和高压电器94，由高压电池包91为高压电器94充电。高压电器94可以是各种高压用电设备，如高压dc-dc变换器、逆变器、车载充电机等等。这些高压用电设备并联在高压直流母线上，其直流输入端通常设有一高压母线电容c1。所有高压用电设备的高压母线电容的一端均与电动汽车的直流母线的正极相连，高压母线电容的另一端与电动汽车的直流母线的负极相连。由于高压母线电容的电压不能突变，为了确保高压电路接通瞬间的用电安全，需要设置给电容进行预充电的预充电电路。

传统的预充电电路主要由预充电接触器95和预充电电阻96组成，通过预充电电阻96来限制高压电池包接到高压母线电容时的冲击电流，但这样会造成电阻和接触器的热损耗，消耗了电池的能量，进而减少了电动车的续航里程，同时还会造成潜在的零部件热失效风险。为克服上述缺点，申请人在申请日为2017年10月26日、申请号为201711015137.4的专利申请中提出了一种新的预充电电路结构，在该预充电电路中，在双向高压直流/直流变换器的基本拓扑中增加了由开关管q8构成的支路、以及由彼此串联的低压侧输出电容co和开关管q9构成的支路。该预充电电路由于未设置预充电接触器和预充电电阻，因此具有能量损耗低、重量轻、充电效率高等优点，但也存在着以下不足：1、对基本拓扑的改动较大、成本高、增加了控制的复杂程度，除了基本拓扑的开关管q1-q6以外，开关管q7、q8在第一阶段交替导通，进行占空比控制，到第二阶段要切换为恒高、低电平控制；开关管q9在第一阶段控制为断开，到第二阶段控制为导通，该三个开关管的控制以及状态切换较为复杂；相应地，开关管q7、开关管q8组成了半桥上下管，在预充第一阶段，需要专用的半桥驱动芯片以实现高速交替导通，成本较高；2、开关管q8直接跨接在输出侧两端，增加了系统低压侧短路失效的风险；3、开关管q9一旦开路，会造成变换器主功能的丢失。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题在于提供一种结构简单、成本低、安全可靠的预充电装置。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：

一种新能源汽车的高压母线电容的预充电装置，该新能源汽车具有直流母线和充电电源，高压母线电容的一端与新能源汽车的直流母线的正极相连，另一端与新能源汽车的直流母线的负极相连；预充电装置包括双向dc-dc变换电路、电容电压采样电路以及控制器；双向dc-dc变换电路耦接在高压母线电容与充电电源之间，以使得充电电源可通过该双向dc-dc变换电路向高压母线电容充电；电容电压采样电路的输出端与控制器的输入端耦接，电容电压采样电路用于采集高压母线电容的电压；其特点在于，双向dc-dc变换电路包括隔离变压器、第一整流/逆变电路、第二整流/逆变电路、电感lf、开关管q7、开关管q8和电容cbuffer；第一整流/逆变电路与所述高压母线电容并联连接，隔离变压器的原边与第一整流/逆变电路连接，隔离变压器的副边与第二整流/逆变电路连接；电感lf的一端与第二整流/逆变电路相连，电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的一端连接于电感lf的一端与第二整流/逆变电路的共接点，电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的另一端与第二整流/逆变电路相连；开关管q7的第二导通端与电感lf的另一端连接，开关管q7的第一导通端与充电电源的正极相连，充电电源的负极连接于电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的另一端；控制器分别与第一整流/逆变电路、第二整流/逆变电路、开关管q7的控制端和开关管q8的控制端连接；控制器可控制双向dc-dc变换电路工作于预充电模式，在预充电模式时双向dc-dc变换电路先在推挽电路模式下对高压母线电容进行充电，在高压母线电容电压达到预定的阈值后双向dc-dc变换电路在隔离升压电路模式下对高压母线电容进行充电，直到高压母线电容的电压达到预设的充电电压值。

进一步地，第一整流/逆变电路由全桥电路组成，全桥电路包括第一桥臂、第二桥臂；第一桥臂与高压母线电容并联连接，第一桥臂包括由上至下依次串联的开关管q1和开关管q3；第二桥臂包括由上至下依次串联的开关管q2和开关管q4；开关管q1和开关管q3的共接点与隔离变压器的原边绕组的一端连接；隔离变压器的原边绕组的另一端连接于开关管q2和开关管q4的共接点；第二整流/逆变电路包括开关管q5和开关管q6，开关管q6的第一导通端与隔离变压器的副边绕组的一端相连，开关管q5的第一导通端与副边绕组的另一端相连，开关管q5的第二导通端与电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的另一端相连，开关管q6的第二导通端连接于电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的另一端与开关管q5的第二导通端的共接点，副边绕组的中心抽头分别与电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的一端和电感lf的一端相连；控制器分别与开关管q1的控制端、开关管q2的控制端、开关管q3的控制端、开关管q4的控制端、开关管q5的控制端和开关管q6的控制端连接。

进一步地，双向dc-dc变换电路包括电容co，电容co的一端连接于开关管q7的第二导通端与电感lf的另一端的共接点，电容co的另一端分别连接电容cbuffer与开关管q8所组成的串联支路的另一端和充电电源的负极。

本发明至少具有以下技术效果：

1、根据本发明一实施例的预充电装置通过在现有新能源汽车的高压dc-dc变换器的基本拓扑结构的低压侧增加一组电容cbuffer和开关管q8的串联支路，并和dc-dc变换器的基本拓扑进行组合变换；当开关管q8导通时，拓扑才能由隔离升压电路（boost）变换成推挽电路（push-pull），开关管q8断开，拓扑又从推挽电路回归到隔离升压电路，从而实现了两阶段预充电功能；第一阶段变换为具有0v起动能力的推挽电路，在高压母线电容上建立起基础电压，建立起基础电压后，第二阶段切换为隔离升压电路，使高压母线电容充到最终的目标电压，从而解决了高压侧为0v时的软起动问题，避免了充电时产生冲击电流，提高了充电过程的安全性和可靠性；

2、根据本发明一实施例的预充电装置对高dc-dc变换器的基本拓扑结构改动较小，电路结构和控制过程都更加简单，由于待控制的开关管的数量减少了，状态切换也减少，所以实现预充电的过程更为简单；另外，相比于cn201711015137.4的方案，本发明实施例的开关管q7、开关管q8的控制比较简单，无需专用的半桥驱动芯片，虽然增加了一颗电容，但由于减少了一颗半桥驱动芯片以及一颗大电流mos管（cn201711015137方案中的开关管q8），总的算下来，成本得以降低；

3、根据本发明一实施例的预充电装置由于不是将开关管q8设置在输出侧两端，因此降低了系统低压侧短路失效的风险，提高了可靠性。

附图说明

图1示出了现有电动汽车的电气系统的原理框图。

图2示出了本发明预充电装置一实施例的原理框图。

图3示出了本发明预充电装置一实施例的电路原理图。

图4示出了非隔离升压电路的电路拓扑结构。

图5示出了高压隔离boost电路的电路拓扑结构。

图6示出了根据本发明一实施例的预充电装置的开关管在推挽电路模式时的工作时序图。

图7示出了根据本发明一实施例的预充电装置的开关管在隔离升压电路模式时的工作时序图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

请参考图2。根据本发明一实施例的一种新能源汽车的高压母线电容的预充电装置，包括电容电压采样电路2、双向dc-dc变换电路3以及控制器5。

电容电压采样电路2用于采集高压母线电容cin的电压，电容电压采样电路2的输出端与控制器5的输入端耦接，以将采集到的高压母线电容cin的电压信号发送给控制器5。高压母线电容cin的一端与新能源汽车的直流母线的正极相连，另一端与新能源汽车的直流母线的负极相连。

双向dc-dc变换电路3耦接在高压母线电容cin与充电电源vlv_bat之间，以使得充电电源vlv_bat可通过该双向dc-dc变换电路向高压母线电容cin充电。双向dc-dc变换电路3包括隔离变压器tr、第一整流/逆变电路31、第二整流/逆变电路32、电感lf、开关管q7、开关管q8和电容cbuffer。

第一整流/逆变电路31与高压母线电容cin并联连接，隔离变压器tr的原边与第一整流/逆变电路31连接，隔离变压器tr的副边与第二整流/逆变电路32连接。电感lf的一端与第二整流/逆变电路32相连，电容cbuffer的一端连接于电感lf的一端与第二整流/逆变电路32的共接点，电容cbuffer的另一端连接开关管q8的第一导通端，开关管q8的第二导通端与第二整流/逆变电路32相连；开关管q7的第二导通端与电感lf的另一端连接，开关管q7的第一导通端与充电电源vlv_bat的正极相连，充电电源vlv_bat的负极与开关管q8的第二导通端相连。在其它的实施方式中，也可以将电容cbuffer设置在开关管q8的下方，此时，开关管q8的第一导通端连接于电感lf的一端与第二整流/逆变电路的共接点，开关管q8的第二导通端与电容cbuffer的一端连接，电容cbuffer的另一端与第二整流/逆变电路相连；充电电源vlv_bat的负极与电容cbuffer的另一端相连。开关管q8可以采用nmos管或pmos管，nmos管的栅极、漏极和源极构成开关管q8的控制端、第一导通端和第二导通端，pmos管的栅极、源极和漏极构成开关管q8的控制端、第一导通端和第二导通端。

控制器5分别与第一整流/逆变电路31、第二整流/逆变电路32、开关管q7的控制端和开关管q8的控制端连接。控制器5可控制双向dc-dc变换电路3工作于预充电模式，在预充电模式时双向dc-dc变换电路3先在推挽（push-pull）电路模式下对高压母线电容cin进行充电，在高压母线电容电压达到预定的阈值后双向dc-dc变换电路在隔离升压电路模式下对高压母线电容cin进行充电，直到高压母线电容cin的电压达到预设的充电电压值。

进一步地，双向dc-dc变换电路3包括电容co，电容co的一端连接于开关管q7的第二导通端与电感lf的另一端的共接点，电容co的另一端分别连接开关管q8的第二导通端和充电电源vlv_bat的负极。

第一整流/逆变电路31和第二整流/逆变电路32均可由推挽电路、全桥电路或半桥电路组成。图中的rld代表负载。

在本实施例中，如图3所示，所述第一整流/逆变电路31由全桥电路组成。全桥电路包括第一桥臂、第二桥臂；第一桥臂与高压母线电容cin并联连接，第一桥臂包括由上至下依次串联的开关管q1和开关管q3；第二桥臂包括由上至下依次串联的开关管q2和开关管q4。开关管q1和开关管q3的共接点与隔离变压器的原边绕组的一端连接；隔离变压器的原边绕组的另一端连接于开关管q2和开关管q4的共接点。

第二整流/逆变电路32包括开关管q5和开关管q6，开关管q6的第一导通端与隔离变压器的副边绕组的一端相连，开关管q5的第一导通端与副边绕组的另一端相连，开关管q5的第二导通端与开关管q8的第二导通端相连，开关管q6的第二导通端连接于开关管q5的第二导通端与开关管q8的第二导通端的共接点，副边绕组的中心抽头分别与电容cbuffer的一端和电感lf的一端相连。

控制器5分别与开关管q1的控制端、开关管q2的控制端、开关管q3的控制端、开关管q4的控制端、开关管q5的控制端和开关管q6的控制端连接。

进一步地，全桥电路包括谐振电感lr、第一箝位二极管dc1和第二箝位二极管dc2。谐振电感lr的一端连接于开关管q1和开关管q3的共接点，谐振电感lr的另一端与隔离变压器tr的原边绕组的一端连接。第一箝位二极管dc1的负极分别与开关管q1的第一导通端和开关管q2的第一导通端连接，第一箝位二极管dc1的正极分别与谐振电感lr的另一端以及隔离变压器tr的原边绕组的一端连接。第二箝位二极管dc2的负极与第一箝位二极管dc1的正极连接，第二箝位二极管dc2的正极分别与开关管q3的第二导通端和开关管q4的第二导通端连接。

可选地，全桥电路包括隔直电容cb，隔直电容cb串接在开关管q2和开关管q4的共接点与隔离变压器tr的原边绕组的另一端之间。

可选地，上述的开关管q1、开关管q2、开关管q3、开关管q4、开关管q5、开关管q6、开关管q7和开关管q8均为nmos管，nmos管的栅极为控制端，nmos管的漏极为第一导通端，nmos管的源极为第二导通端。

控制器5用于在双向dc-dc变换电路3处于推挽电路模式时，控制开关管q7和开关管q8常通，控制隔离变压器tr、以及开关管q1至开关管q6组成推挽电路；在双向dc-dc变换电路3处于隔离升压电路模式时，控制器5控制开关管q7常通，控制开关管q8常断开，并控制电感lf、隔离变压器tr、以及开关管q1至开关管q6组成隔离升压电路。

具体地说，双向dc-dc变换电路3对高压母线电容cin的预充电分两个阶段，第一阶段为推挽电路模式阶段，在第一阶段，开关管q7和开关管q8同时开通，充电电源vlv_bat（本实施例中为低压电池）的电流经过电容co、电感lf与电容cbuffer组成的π型滤波电路，使得电容cbuffer上获得与充电电源vlv_bat一致的稳定输入电压。这个电压再通过隔离变压器tr以及开关管q1至开关管q6组成的推挽电路，通过控制开关管q5和开关管q6的导通占空比来对高压侧的高压母线电容cin进行充电。当高压母线电容cin的电压充到预定的阈值时，高压电池vhv_bat已经获得了升压拓扑所必要的基础电压。第一阶段可以采用开环控制，也可以采用闭环控制，方法为取高压母线电容cin上的电压信号进行电压模式控制，或者是取高压侧谐振电感lr上的平均电流作为反馈信号，对其进行电流模式控制。第二阶段为常规的隔离升压电路模式阶段。第一阶段结束时，开关管q8断开，电感lf、隔离变压器tr、以及开关管q1至开关管q6组成隔离升压电路。开关管q5、开关管q6将升压后的电压逆变为交流电，送到隔离变压器tr的副边，经过隔离变压器tr变换，在隔离变压器tr的原边得到电压比较高的交流电，交流电经开关管q1至开关管q4整流，给高压母线电容cin充电，直到电压充到最终的目标电压。第二阶段可以取高压母线电容cin上的电压信号进行电压模式控制，或者是取高压侧谐振电感lr上的平均电流作为反馈信号进行电流模式控制。

如图4所示，在常规的非隔离boost电路（一般用于低压系统）中，由于一开始时输入电压vin就通过上管qh的晶体二极管dh给输出侧的电容co充好了电（如图4），故而没有0v起动问题。而在图5所示的高压隔离boost电路里，由于隔离变压器tr的存在，一开始的时候电容co的电压是0v，而根据高压隔离boost电路的输出电压（vo）公式，vo=(vin*n1/n2)/(1-d)，n1为隔离变压器tr的原边线圈的匝数，n2为隔离变压器tr的副边线圈的匝数，即使占空比很小，也会在输出侧产生一个略大于vin*n1/n2的电压，相当于给0v电容突然叠加电压，会造成很大的电流冲击，导致充电电流不可控，严重时会烧坏开关管。所以在隔离boost电路的应用场合下，先在高压侧建立起vin*n1/n2的boost基础电压是非常重要的。

本申请通过在双向dc-dc变换电路的基本拓扑中增加额外支路，在第一阶段将电路拓扑变换为推挽电路架构，而推挽电路的输出电压符合公式vo=(vin*n1/n2)*d，其中d为占空比，当d从0开始逐渐增加到1时，vo从0v逐渐增加到vin*n1/n2，所以不存在大电压直接并电容的问题，也没有了电流冲击，从而解决了0v软起动问题。在高压侧建立了vin*n1/n2的boost基础电压之后，第二阶段电路拓扑恢复为常规的boost电路，直到充到目标电压为止。

请结合图6和图7所示，在图6和图7中，t代表时间，ts为开关管的开关周期。如图6所示，在双向dc-dc变换电路3处于推挽电路模式时（即预充电模式下的第一个阶段），开关管q7、开关管q8一直处于导通状态，开关管q1至开关管q4工作频率为100khz，通过控制开关管q5、开关管q6的占空比来对输出进行恒流充电，开关管q5和开关管q6的占空比从1%逐渐增加到49%。高压母线电容cin上的电压充到基础电压（即vin*n1/n2,这里的vin特指充电电源vlv_bat的电压），切换到预充电的第二阶段。在第二阶段，如图7所示，开关管q8断开，开关管q7闭合，通过控制开关管q5与开关管q6驱动信号的重叠区域的占比来实现升压，开关管q5与开关管q6驱动的重叠区域相当于电感lf的储能阶段，非重叠区域相当于电感lf的释能阶段，根据boost电路原理，储能时间占比越大，输出电压越高。为实现高压侧的同步整流，高压侧开关管q1～q4的控制时序如下：开关管q1的上升沿跟随开关管q5的驱动上升沿，开关管q4的下降沿跟随开关管q5的驱动下降沿，开关管q3的上升沿跟随开关管q6的驱动上升沿，开关管q2的下降沿跟随q6的驱动下降沿。控制环可以为电流环，也可以为电压环，高压母线电容cin的充电电流稳定在预设的目标电流值结束充电。

根据本发明一实施例的新能源汽车的高压母线电容的预充电装置还可工作于正向降压(buck)模式和反向升压(boost)模式。

在正向降压模式时，高压侧输入电源vhv_bat的输出电压通过开关管q1~q4逆变为交流电并被送到隔离变压器tr的原边，经过隔离变压器tr的变换，在隔离变压器tr的副边得到电压比较低的交流电，交流电经过开关管q5和q6的整流后，再经过电感lf和电容co的滤波，在低压侧得到一个电压较低（例如12v）的直流电。

在反向升压模式时，充电电源vlv_bat向高压侧辅助供电。电感lf、开关管q5和开关管q6组成boost电路，对低压侧电源vlv_bat进行升压，隔离变压器tr、开关管q1至开关管q6组成推挽电路。开关管q5和q6将升压后的电压逆变为交流电，送到隔离变压器tr的副边，经过隔离变压器tr的变换，在隔离变压器tr的原边得到电压比较高的交流电，交流电经过开关管q1~q4的整流，再经过高压母线电容cin滤波，在高压侧得到电压较高的直流电。

根据本发明一实施例的预充电装置可以通过在现有新能源汽车的高压dc-dc变换器的基本拓扑结构的低压侧增加一组电容和开关管的串联支路来实现，当开关管q8导通时，拓扑才能由隔离升压电路（boost）变换成推挽电路（push-pull）（可以理解为，开关管q8导通时，低压电源输入端从电容co“跳跃”到了电容cbuffer，让电感lf暂时“消失”了，所以拓扑中相当于少了一颗电感，实现了向push-pull的变换），开关管q8断开，拓扑又从推挽电路回归到隔离升压电路，从而实现了两阶段预充电功能；第一阶段变换为具有0v起动能力的推挽电路，在高压母线电容上建立起基础电压，建立起基础电压后，第二阶段切换为隔离升压电路，使高压母线电容充到最终的目标电压，从而解决了高压侧为0v时的软起动问题，避免了充电时产生冲击电流。与现有技术相比，本发明的预充电装置的电路结构和控制过程更加简单，且充电过程安全可靠。