基于机电耦合模型的电动汽车传动系统扭振抑制方法及系统

1.本发明涉及电动汽车技术领域，尤其涉及一种基于机电耦合模型的电动汽车传动系统扭振抑制方法及系统。


背景技术：

2.电动汽车是当前新能源汽车的主要类型，相比传统燃油车，电动汽车的动力传动系统在动力源以及结构等方面都有较大变动，从而使得传动系统的扭转振动具有新的特点。因此研究如何降低电动汽车动力传动系统的扭转振动，对提高整车的安全性和舒适性有重要意义。永磁同步电机因具有高功率密度、高效率、可控性好等突出优点，在电动汽车驱动系统中得到了广泛应用。然而由于永磁同步电机的电磁特性的原因，驱动电机会对与其直接相连的机械系统产生很大影响，因此驱动电机也是电动汽车传动系统扭振的主要激励源，其转矩波动的大小和频率直接影响动力传动系统的扭振响应。针对永磁同步电机转矩波动抑制问题，目前国内外学者已经进行了大量研究，主要集中在两个方面：
①
从电机本体设计的角度出发，对电机的结构进行优化设计，改善永磁体磁场的分布，抑制由于电机本体非线性造成的转矩波动，但这类方法增加了电机设计的复杂性，对电机制造工艺提出了很高的要求；
②
从电机控制策略入手，对控制系统进行优化设计，改善电机定子电流波形，抑制由电流谐波引起的转矩波动。然而对于已经制造完成的电机，对本体结构进行改进来减小谐波电流从而减小转矩波动不太现实，因此这种情况下一般从电机的控制策略入手来进行转矩波动抑制。
3.目前，部分永磁同步电机谐波抑制研究采用了多旋转pi控制策略来抑制谐波电流，通过建立对应频次谐波的旋转坐标系将不同频次谐波转换成直流量，再借助低通滤波器提取谐波电流，经过pi控制器得到对应的谐波电压，最后用谐波电压注入的方法来对电机电流中的5、7次谐波进行抑制。但由于这种方法需要进行多次坐标变换，同时在引入了谐波电流环后需要多个pi控制器，这会使整个系统的参数整定过程变得复杂，计算量增加。此外，永磁同步电机在实际运行过程中，产生谐波电流的因素较多，例如电机绕组非正弦分布、气隙磁场畸变、逆变器非线性特性以及存在电流采样误差等，这些都会产生不同频次的谐波电流，进而导致转矩波动。因此，只针对特定频次谐波电流进行抑制，往往在实际应用中达不到理想的效果。


技术实现要素：

4.本发明主要目的在于提出一种可在不用将交流信号转换为直流信号的基础上，直接对交流信号进行跟踪的基于机电耦合模型的电动汽车传动系统扭振抑制方法及系统。
5.本发明所采用的技术方案是：
6.提供一种基于机电耦合模型的电动汽车传动系统扭振抑制方法，包括以下步骤：
7.建立电机矢量控制模型和驱动桥集中质量模型，该电机矢量控制模型的输出转矩作为驱动桥集中质量模型的激励；该电机矢量控制模型中包含外环转速环和内环电流环的
双闭环结构；
8.外环转速环的pi控制器的输出作为内环电流环的输入；
9.在内环电流环中增加改进比例谐振控制器，包括交轴改进比例谐振控制器和直轴改进比例谐振控制器，分别生成交轴谐波补偿电压δu
q
和直轴谐波补偿电压δu
d
；
10.在内环电流环中增加全频次谐波抑制调节器，计算交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'、直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'；
11.将交轴改进比例谐振控制器输出的δu
q
、交轴pi控制器的输出和全频次谐波抑制调节器输出的δu
q
'叠加，得到交轴总的理想参考电压u
q
；将直轴改进比例谐振控制器输出的δu
d
、直轴pi控制器的输出和全频次谐波抑制调节器输出的δu
d
'叠加，得到直轴总的理想参考电压u
d
；
12.将交、直轴总的理想参考电压u
q
、u
d
输出到svpwm调制器，svpwm调制器输出多路pwm波，控制逆变器功率开关的导通与关断，逆变器输出三相正弦交流电控制电机pmsm运转。
13.接上述技术方案，外环转速环具体将实时转速反馈给pi控制器，同时给定pi控制器期望转速；pi控制器的输出作为外环转速环输出。
14.接上述技术方案，内环电流环中：将外环转速环的pi控制器输出的交轴指令电流i
q*
作为mtpa(最大转矩电流比)控制的输入，mtpa控制输出直轴指令电流i
d*
；由电流传感器采集永磁同步电机的三相定子电流i
a
、i
b
、i
c
，将三相定子电流变换为旋转坐标系下的交轴反馈电流i
q
和直轴反馈电流i
d
。
15.接上述技术方案，交轴改进比例谐振控制器的输入为交轴指令电流i
q*
与交轴反馈电流i
q
之差、交轴谐波电角速度，经过改进比例谐振控制器后输出交轴对应频次谐波补偿电压δu
q
；
16.直轴改进比例谐振控制器的输入为直轴指令电流i
d*
与直轴反馈电流i
d
之差、直轴谐波电角速度，经过改进比例谐振控制器后输出直轴对应频次谐波补偿电压δu
d
。
17.接上述技术方案，全频次谐波抑制调节器根据交轴反馈电流i
q
与交轴指令电流i
q*
之差、直轴反馈电流i
d
与直轴指令电流i
d*
之差，得到交轴各频次谐波量、直轴各频次谐波量，两个差值再各自与交、直轴谐波期望电流作差，令交、直轴谐波期望电流为0，并计算相应的交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'、直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'。
18.接上述技术方案，驱动桥集中质量模型中将电机、输入/输出齿轮、减/差速器、车轮和整车简化为转动惯量，输入轴/输出轴、半轴简化为具有刚度k
i
和阻尼c
i
的弹性元件；齿轮副啮合刚度采用时变啮合刚度k
ij
(t)，并增加齿轮啮合误差e
ij
(t)。
19.接上述技术方案，在该驱动桥集中质量模型中建立包括输入/输出齿轮副、减/差速器齿轮副在内的齿轮
‑
转子
‑
轴承系统的动力学模型，研究齿轮系统的轴向、径向和周向的平面振动。
20.本发明还提供了一种基于机电耦合模型的电动汽车传动系统，包括电机矢量控制模型和驱动桥集中质量模型，该电机矢量控制模型的输出转矩为驱动桥集中质量模型的输入激励；
21.该电机矢量控制模型包括外环转速环、mtpa控制器、内环电流环、svpwm调制器、逆变器、电机pmsm，该电机矢量控制模型还包括谐波抑制模块，该谐波抑制模块包括改进比例谐振控制器和全频次谐波抑制调节器；
22.其中，改进比例谐振控制器包括交轴改进比例谐振控制器和直轴改进比例谐振控制器，分别生成交轴谐波补偿电压δu
q
和直轴谐波补偿电压δu
d
；全频次谐波抑制调节器用于计算交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'、直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'；
23.该谐波抑制模块用于将交轴改进比例谐振控制器的输出δu
q
、全频次谐波抑制调节器输出的δu
q
'与交轴pi控制器的输出叠加，将直轴改进比例谐振控制器的输出δu
d
、全频次谐波抑制调节器输出的δu
d
'与直轴pi控制器的输出叠加，并将叠加后的控制信号输出到svpwm调制器，svpwm调制器输出多路pwm波，控制逆变器功率开关的导通与关断，逆变器输出三相正弦交流电控制pmsm运转。
24.接上述技术方案，该驱动桥集中质量模型中将电机、输入/输出齿轮、减/差速器、车轮和整车简化为转动惯量，输入轴/输出轴、半轴简化为具有刚度k
i
和阻尼c
i
的弹性元件；齿轮副啮合刚度采用时变啮合刚度k
ij
(t)，并增加齿轮啮合误差e
ij
(t)。
25.接上述技术方案，该驱动桥集中质量模型包括输入/输出齿轮副、减/差速器齿轮副在内的齿轮
‑
转子
‑
轴承系统的动力学模型，研究齿轮系统的轴向、径向和周向的平面振动。
26.本发明产生的有益效果是：本发明提出一种新的谐波抑制策略，即将改进的比例谐振控制器与全频次谐波抑制调节器相结合，利用改进比例谐振控制器对稳态运行过程中谐波幅值较大的谐波进行抑制；同时通过全频次谐波抑制调节器对电动汽车的启动/制动、加速/减速过程中产生的谐波进行抑制，从而减小电动汽车传动系统的扭振。
27.进一步地，本发明建立了包括永磁同步电机矢量控制模型和传动系统17自由度的弯
‑
扭
‑
轴耦合振动模型，该模型增加研究了传动系统的扭转振动和输入/输出齿轮副、减/差速器齿轮副的轴向、径向和周向的平面振动。在此基础上，为了使所建立模型更加贴近真实的传动系统结构，模型中还考虑了齿轮副的时变啮合刚度和啮合误差。
附图说明
28.下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
29.图1为电动车电机
‑
驱动桥扭振抑制总体流程图；
30.图2为电动车驱动桥集中质量模型；
31.图3为齿轮
‑
转子
‑
轴承系统动力学模型；
32.图4为电机矢量控制模型；
33.图5为d
‑
q轴6次、12次谐波电流抑制传递函数结构框图；
34.图6为全频次谐波抑制调节器原理图；
35.图7为改进比例谐振控制器
‑
全频次谐波抑制调节器系统框图；
36.图8为未加入谐波抑制策略时电机输出转矩波形图；
37.图9为未加入谐波抑制策略时电机三相电流波形图；
38.图10为加入所提出谐波抑制策略时电机输出转矩波形图；
39.图11为加入所提出谐波抑制策略时电机三相电流波形图；
40.图12为未加入谐波抑制策略时传动系统输入齿轮角加速度时域波形图；
41.图13为加入所提出谐波抑制策略时传动系统输入齿轮角加速度时域波形图；
42.图14为未加入谐波抑制策略时传动系统减/差速器输出齿轮角加速度时域波形
图；
43.图15为加入所提出谐波抑制策略时传动系统减/差速器输出齿轮角加速度时域波形图。
具体实施方式
44.为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
45.如图1所示，本发明实施例基于机电耦合模型的电动汽车传动系统，包括电机矢量控制模型和驱动桥集中质量模型，该电机矢量控制模型的输出转矩为驱动桥集中质量模型的输入激励。
46.该电机矢量控制模型包括外环转速环、mtpa控制器、内环电流环、svpwm调制器、逆变器、电机pmsm，该电机矢量控制模型还包括谐波抑制模块，该谐波抑制模块包括改进比例谐振控制器和全频次谐波抑制调节器；
47.其中，改进比例谐振控制器包括交轴改进比例谐振控制器和直轴改进比例谐振控制器，分别生成交轴谐波补偿电压δu
q
和直轴谐波补偿电压δu
d
；全频次谐波抑制调节器用于计算交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'、直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'；
48.该谐波抑制模块用于将交轴改进比例谐振控制器的输出δu
q
、全频次谐波抑制调节器输出的δu
q
'与交轴pi控制器的输出叠加，将直轴改进比例谐振控制器的输出δu
d
、全频次谐波抑制调节器输出的δu
d
'与直轴pi控制器的输出叠加，并将叠加后的控制信号输出到svpwm调制器，svpwm调制器输出多路pwm波，控制逆变器功率开关的导通与关断，逆变器输出三相正弦交流电控制pmsm运转。
49.本发明实施例中，在电机矢量控制模型中矢量控制部分采用mtpa(最大转矩电流比)控制，同时电流环和转速环分别构成控制系统内外环，本发明提出的谐波抑制模块的输出与电流环输出相叠加共同构成svpwm(空间矢量脉宽调制)的参考电压指令，逆变器输出三相电流控制电机(即pmsm永磁同步马达)运转。
50.集中式驱动电动汽车的传动结构包括驱动电机、输入轴/输出轴、输入/输出齿轮、减/差速器、半轴、车轮、整车，本发明采用集中质量法建立电动汽车传动系统简化模型。将电机、输入/输出齿轮、减/差速器、车轮和整车简化为转动惯量，输入轴/输出轴、半轴简化为具有刚度k
i
和阻尼c
i
的弹性元件。齿轮副啮合刚度采用时变啮合刚度k
ij
(t)，并考虑齿轮啮合误差e
ij
(t)。
51.相比于现有的电动汽车传动系统建立的5自由度或8自由度的纯扭振模型，本发明实施例的驱动桥集中质量模型为传动系统17自由度的弯
‑
扭
‑
轴耦合振动模型。驱动桥集中质量纯扭振模型如图2所示，驱动桥集中质量纯扭振模型动力学方程如下:
[0052][0053][0054]
[0055][0056][0057][0058][0059][0060]
式中，j
m
、j1、j2、j3、j4、j
t1
、j
t2
、j
v
分别是电机、输入齿轮、输出齿轮、减/差速器输入齿轮、减/差速器输出齿轮、左轮、右轮、整车等效转动惯量。t
m
、t
l
分别为电磁转矩和负载转矩；t1、t2、t3、t4分别为各齿轮啮合所受扭矩；k1、c1分别为输入轴等效刚度和等效阻尼；k2、c2分别为输出轴等效刚度和等效阻尼；k
h1
、c
h1
/k
h2
、c
h2
分别为左/右半轴的等效刚度、等效阻尼；k
t1
、c
t1
/k
t2
、c
t2
分别为左/右轮胎的等效刚度、等效阻尼；(i＝m、1、2、3、4、t1、t2、v)分别为电机转子、输入齿轮、输出齿轮、减/差速器输入齿轮、减/差速器输出齿轮、左车轮、右车轮、整车等效惯量的角加速度；(i＝m、1、2、3、4、t1、t2、v)分别为电机转子、输入齿轮、输出齿轮、减/差速器输入齿轮、减/差速器输出齿轮、左车轮、右车轮、整车等效惯量的角速度；θ
i
(i＝m、1、2、3、4、t1、t2、v)分别为电机转子、输入齿轮、输出齿轮、减/差速器输入齿轮、减/差速器输出齿轮、左车轮、右车轮、整车等效惯量的角位移。
[0061]
为了更加贴近真实的电动汽车传动系统，建立了包括输入/输出齿轮副、减/差速器齿轮副在内齿轮
‑
转子
‑
轴承系统的动力学模型，考虑齿轮副的轴向、径向和周向的平面振动，如图3所示，为齿轮
‑
转子
‑
轴承系统动力学模型，整个模型中，假设三根轴在同一平面上，齿轮及齿轮轴采用集中质量点模拟。o1、o2、o3分别为输入齿轮及输入齿轮轴、输出齿轮和减/差速器输入齿轮及输出齿轮轴、减/差速器输出齿轮及左右半轴的等效质心。各轴上的一对支撑轴承用弹簧和阻尼器模拟，下标1、2、3分别代表各齿轮轴的位置顺序。
[0062]
齿轮
‑
转子
‑
轴承系统动力学方程如下所示：
[0063][0064][0065][0066][0067][0068][0069][0070][0071][0072]
式中：m
i
(i＝1,2,3)分别代表各齿轮轴及轴上齿轮的等效质量。k
iy
(i＝1,2,3,4,5,6)为各齿轮轴上的一对支撑轴承在y方向的等效支承刚度；k
ix
(i＝1,2,3)为各齿轮轴上
的一对支撑轴承在x方向的等效支承刚度；k
iz
(i＝1,2,3)为各齿轮轴上的一对支撑轴承在z方向的等效支承刚度。c
iy
(i＝1,2,3,4,5,6)为各齿轮轴上的一对支撑轴承在y方向的等效阻尼；c
ix
(i＝1,2,3)为各齿轮轴上的一对支撑轴承在x方向的等效阻尼；c
iz
(i＝1,2,3)为各齿轮轴上的一对支撑轴承在z方向的等效阻尼。y
i
(i＝1,2,3)分别各齿轮轴质心在y方向的位移；(i＝1，2，3)分别为各齿轮轴质心在y方向的速度；(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在y方向的加速度；x
i
(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在x方向的位移。(i＝1，2，3)分别为各齿轮轴质心在x方向的速度；(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在x方向的加速度。z
i
(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在z方向的位移；(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在z方向的速度；(i＝1,2,3)分别为各齿轮轴质心在z方向的加速度。f
ia
(i＝1,2,3,4)分别为各齿轮的轴向力；f
ir
(i＝1,2,3,4)分别为各齿轮的径向力；f
it
(i＝1,2,3,4)分别为各齿轮的周向力。
[0073]
基于上述电动汽车传动系统，本发明实施例的基于机电耦合模型的电动汽车传动系统扭振抑制方法，包括以下步骤：
[0074]
建立电机矢量控制模型和驱动桥集中质量模型，该电机矢量控制模型的输出转矩作为驱动桥集中质量模型的激励；该电机矢量控制模型中包含外环转速环和内环电流环的双闭环结构；
[0075]
外环转速环的pi控制器的输出作为内环电流环的输入；
[0076]
在内环电流环中增加改进比例谐振控制器，包括交轴改进比例谐振控制器和直轴改进比例谐振控制器，分别生成交轴谐波补偿电压δu
q
和直轴谐波补偿电压δu
d
；
[0077]
在内环电流环中增加全频次谐波抑制调节器，计算交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'、直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'；
[0078]
将交轴改进比例谐振控制器输出的δu
q
、交轴pi控制器的输出和全频次谐波抑制调节器输出的δu
q
'叠加，得到交轴总的理想参考电压u
q
；将直轴改进比例谐振控制器输出的δu
d
、直轴pi控制器的输出和全频次谐波抑制调节器输出的δu
d
'叠加，得到直轴总的理想参考电压u
d
；
[0079]
将交、直轴总的理想参考电压u
q
、u
d
输出到svpwm调制器，svpwm调制器输出多路pwm波，控制逆变器功率开关的导通与关断，逆变器输出三相正弦交流电控制电机pmsm运转。
[0080]
为了详细讨论电机输出对传动系统扭振的影响，采用的电机矢量控制模型如图4所示，使其输出转矩作为传动系统的激励。电机的矢量控制部分采用双闭环结构：外环转速环，内环电流环。
[0081]
外环转速环：通过转速传感器对永磁同步电机转子进行位置检测，获得永磁同步电机的实时转速和位置信号；将实时转速n反馈给pi控制器，同时给定pi控制器期望转速n
re
f；pi控制器输出即外环转速环输出。内环电流环：由外环转速环输出交轴指令电流i
q*
，同时将交轴指令电流i
q*
作为mtpa控制的输入，则mtpa控制输出直轴指令电流i
d*
。
[0082]
如图4所示，由电流传感器采集永磁同步电机的三相定子电流i
a
、i
b
、i
c
，经过变换(如包括clark变换和park变换)将三相定子电流变为旋转坐标系下的交轴反馈电流i
q
和直轴反馈电流i
d
；分别将交轴指令电流i
q*
和交轴反馈电流i
q
做差作为交轴电流pi控制器的输入，将直轴指令电流i
d*
和直轴反馈电流i
d
做差作为直轴电流pi控制器的输入，交轴电流pi
控制器输出为交轴参考电压u
q*
，直轴电流pi控制器输出为直轴参考电压u
d*
；将交、直轴参考电压经过park反变换作为svpwm控制的输入，由svpwm控制输出六路pwm波，六路pwm波控制逆变器功率开关的导通与关断，控制逆变器输出三相正弦交流电控制电机运转。
[0083]
如图5所示，在内环中增加改进比例谐振控制器(即pr控制器)，包括直轴改进比例谐振控制器和交轴改进比例谐振控制器。改进比例谐振控制器将交/直轴指令电流和交/直轴反馈电流的差称为第一变量(即将交轴指令电流与交轴反馈电流作差作为交轴改进比例谐振控制器的第一变量，将直轴指令电流与直轴反馈电流作差作为直轴改进比例谐振控制器的第一变量)，第二变量ω
ei
表示6次或者12谐波对应的电角速度，为计算如下：
[0084]
ω
ei
＝npi
ꢀꢀ
(1)
[0085]
其中，n为转速传感器采集的电机实时转速；p为电机的极对数，这里所用到的永磁同步电机的极对数为4；i为要抑制的谐波频次，6或者12。交轴改进比例谐振控制器和直轴改进比例谐振控制器的第二变量相同。
[0086]
分别计算交轴、直轴改进比例谐振控制器的第一变量和第二变量，并将其作为交轴、直轴比例谐振控制器的输入，交轴、直轴比例谐振控制器输出对应频次谐波的补偿电压δu
q(6/12)
、δu
d(6/12)
。交/直轴比例谐振控制器的传递函数如下所示：
[0087][0088]
其中，k
p
为比例系数；k
i
为积分系数；ω
c
为截止频率；ω0为谐振频率，s为复参数。
[0089]
调节改进比例谐振控制器的参数，即可得到谐波补偿电压。考虑到转矩波动的谐波频次以6和6的整数倍的谐波幅值较高，且谐波幅值会随着谐波频率的升高而减小，因此采用并联6次和12次改进比例谐振控制器分别对6次和12次谐波电流进行抑制。如图5所示为并联6次和12次改进比例谐振控制器的传递函数对应的系统框图。
[0090]
为了对全频次谐波进行抑制，本发明在内环中还增加了全频次谐波抑制调节器，将交/直轴反馈电流与交/直轴指令电流做差，将其称为第三变量(即将交轴反馈电流与交轴指令电流做差，作为交轴全频次谐波抑制调节器的第三变量；直轴反馈电流与直轴指令电流做差，作为直轴全频次谐波抑制调节器的第三变量)，第三变量为各频次谐波量的叠加。将第三变量与交/直轴谐波期望电流i
q*
/i
d*
做差，将其称为第四变量(即交轴全频次谐波抑制调节器的第三变量与交轴谐波期望电流i
q*
做差作为交轴全频次谐波抑制调节器的第四变量；直轴全频次谐波抑制调节器的第三变量与直轴谐波期望电流i
d*
做差作为直轴全频次谐波抑制调节器的第四变量)，令i
q*
＝0、i
d*
＝0(我们期望谐波电流为0，这样第四变量可以趋近于0)；将交轴全频次谐波抑制调节器的第四变量输入给交轴全频次谐波抑制调节器中的pi控制器得到交轴所有频次谐波电压之和δu
q
'，将直轴全频次谐波抑制调节器的第四变量输入给直轴全频次谐波抑制调节器中的pi控制器得到直轴所有频次谐波电压之和δu
d
'，如图6所示为全频次谐波抑制调节器原理图。
[0091]
最后将得到的交/直轴全频次谐波电压之和δu
q
'/δu
d
'与交/直轴参考电压u
q*
/u
d*
以及改进比例谐振控制器输出的谐波补偿电压δu
q(6/12)
/δu
d(6/12)
叠加，得到总的理想参考电压u
q
/u
d
。将总的理想参考电压输入给svpwm来控制逆变器的输出，使其谐波电流减小。如图7所示为改进比例谐振控制器
‑
全频次谐波抑制调节器系统框图。
[0092]
利用改进比例谐振控制器和全频次谐波抑制调节器来抑制电机运行过程中产生
的所有频次谐波电流，进而减小电机输出转矩波动，降低电动汽车传动系统扭振。这里给出几个简单的仿真结果图，图8和图9分别为未加入谐波抑制策略时电机输出转矩波形图和三相电流波形图，从图中可以看到输出转矩中有幅值约3.5n
·
m的转矩波动，并且输出三相定子电流失真严重，电流波形出现较大畸变。
[0093]
图10和图11分别为加入本发明所提出谐波抑制策略时电机输出转矩波形图和三相电流波形图，通过对比可以发现，输出转矩波动情况明显好转，转矩波动幅值降到0.3n
·
m，三相电流波形接近理想正弦波，电流畸变得到抑制。通过对电机输出转矩和三相电流的分析，验证所提出谐波抑制策略对于抑制电动汽车驱动电机输出转矩波动的有效性。
[0094]
图12和图13分别为电动汽车传动系统输入齿轮在加入谐波抑制策略前后的角加速度时域波形图，图14和图15分别为电动汽车传动系统减/差速器输出齿轮在加入谐波抑制策略前后的角加速度时域波形图，通过对比，可以明显看出，在加入本发明所提出的谐波抑制策略后，传动系统输入齿轮和减/差速器输出齿轮的角加速度周期性波动幅值明显减小，这两个参数是衡量传动系统扭振幅值大小的量，因此说明通过减小驱动电机输出转矩来减小电动车驱动桥扭振思路的正确性，也说明本发明所提出谐波抑制策略对与电动汽车扭振抑制是有效的。
[0095]
综上，相较于目前电动汽车扭振抑制技术，本发明从电动汽车传动系统扭振抑制的主动抑制角度出发，做出以下几方面改进:
[0096]
(1)相比于现有的电动汽车传动系统建立的5自由度或8自由度的纯扭振模型，本发明建立了包括永磁同步电机矢量控制模型和传动系统17自由度的弯
‑
扭
‑
轴耦合振动模型。模型研究了传动系统的扭转振动和输入/输出齿轮副、减/差速器齿轮副的轴向、径向和周向的平面振动。在此基础上，为了使所建立模型更加贴近真实的传动系统结构，模型中还考虑了齿轮副的时变啮合刚度和啮合误差。
[0097]
(2)相比于现有的单一永磁同步电机谐波抑制策略，本发明提出一种新的谐波抑制策略，即改进的比例谐振控制器与全频次谐波抑制调节器相结合。利用改进比例谐振控制器对稳态运行过程中谐波幅值较大的6次和12次谐波进行抑制；同时通过全频次谐波抑制调节器对电动汽车的启动/制动、加速/减速过程中产生的谐波进行抑制，从而减小电动汽车传动系统的扭振。
[0098]
应当理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。