用于确定到达时间的方法、装置和计算机程序与流程

本发明涉及用于确定到达时间的方法和装置以及使用此类装置的密钥系统。

背景技术：

脉冲无线电超宽带（IR-UWB）技术已引起关注，因为国家和超国家管理主体的修订允许这种技术的未经许可使用，提供各种发射约束。UWB技术受益的大型可用带宽（＞500 MHz）使得其成为用于许多领域（诸如财产和人员跟踪、网络管理、保健和医疗、安全和应急支持）中的通信和测距的具有吸引力的技术。执行厘米精度距离测距的可能性被视为IR-UWB的主要优势之一，因为脉冲的带宽越高，脉冲越完美，并且可以越好地检测到脉冲的到达时间。

在IEEE标准802.15.4a-2007中论述了用于精确测距的IR-UWB技术的突出示例。该标准描述了要执行以恢复二进制相移键控（BPSK）和二进制脉冲位置调制（BPPM）脉冲序列的到达时间的一系列具体处理步骤。该标准规定了可以由相干或非相干接收机使用BPSK/BPPM调制超宽带序列和一组处理步骤来执行到达时间（ToA）以使用信道脉冲响应（CIR）来提取接收机处的到达时间。实现细节留给设计师处理。

BPSK调制超宽带序列的相干传输和接收通常展示出较高的系统性能，但是要求明显更加复杂的接收机，因此消耗更多的功率。用于BPSK/BPPM脉冲序列的非相干接收机将展示出较低的复杂性，但是很差的性能。用于ToA估计的典型低复杂性系统使用BPPM或OOK调制脉冲的非相干能量检测器。图1示出了此类装置，其包括天线1、低噪声放大器2、带通滤波器3、平方定律器件或整流器4、积分器5、应具有高于或等于250 MS/s的速度的模数转换器6、信道脉冲响应（CIR）提取7和ToA估计8。

此类系统通常由于非线性变换（平方定律器件）而要求更长的积分周期和复杂的数字滤波以实现信道脉冲响应（CIR）提取和ToA估计。用于CIR提取的长的处理周期增加功率消耗，并且还显著地降低此类典型系统可以实现的ToA测量的数目。

需要用于使用超宽带脉冲序列的精确、快速、低复杂性以及低功率ToA估计的改进的系统和方法。

技术实现要素：

目的是提供用以使实现超宽带脉冲序列的精确、快速以及低功率到达时间估计的系统、装置和方法。

根据本发明，借助于根据独立权利要求的用于确定到达时间的装置和方法来实现这些目的。

尤其是，用于将接收到的消息信号与本地振荡器的信号混合的正交混频器的使用具有后续优势，其中，接收到的消息信号包括用对应于第一频率下的第一值的脉冲且用对应于第二频率下的第二值的脉冲通过二进制频移键控进行调制的二进制序列，并且其中，本地振荡器具有在第一频率与第二频率之间的频率。正交混频器传输处于第一极性的脉冲中的第一频率下的脉冲和处于第二极性的脉冲中的第二频率处的脉冲。这允许基于极性来非常容易地估计脉冲的对应值，并且因此允许容易地估计到达时间。

根据本发明的另一实施例，这是由用于确定到达时间的装置实现的，该装置包括：接收机，其用于接收消息信号，该消息信号包括被通过二进制相移键控用处于两个不同频带的脉冲序列调制的二进制序列；

模拟解调器，其用于将处于第一频带和处于第二频带的脉冲序列模拟解调成第一脉冲和第二脉冲的序列，其中，第一频带中的脉冲被模拟解调成第一脉冲，并且第二频带中的脉冲被模拟解调成第二脉冲，

模数转换器，其用于将第一脉冲和第二脉冲的已解调序列转换成具有第一脉冲和第二脉冲的序列的数字信号；以及

到达时间检测器，其用于基于具有第一脉冲和第二脉冲的序列的数字信号来确定消息信号的到达时间。

本实施例具有优势，即接收到的消息信号在模拟域中被解调，并且在数字域中只须执行到达时间估计。这降低了数字域中的功率消耗。另外，这允许使用具有较低复杂性的ADC。

根据本发明的另一实施例，这是由用于确定到达时间的装置实现的，该装置包括：

接收机，其用于接收消息信号，该消息信号包括被通过二进制相移键控用处于两个不同频带的脉冲序列调制的二进制序列；

解调器，其用于将处于第一频带和处于第二频带的脉冲序列解调成处于第一极性和第二极性的脉冲序列，其中，第一频带中的脉冲被解调成具有第一极性的脉冲，并且第二频带中的脉冲被解调成具有第二极性的脉冲；以及

到达时间检测器，其用于基于具有第一脉冲和第二脉冲的序列的数字信号来确定消息信号的到达时间。

通过将处于两个不同频率的脉冲转换成处于两个不同极性的脉冲，实现了用以确定每个脉冲的值和确定到达时间的容易方式。

从属权利要求参考本发明的另外的实施例。

在一个实施例中，所述正交混频器被配置成输出接收到的消息信号的同相分量或正交分量。同相分量与正交分量之间的此分离允许以更好的方式区别在第一频率下接收到的脉冲和在第二频率下接收到的脉冲。

在一个实施例中，所述正交混频器被配置成输出接收到的消息信号的同相分量，其中，用于确定到达时间的装置还包括附加正交混频器，其用于通过将接收到的消息信号与具有与有九十度相位偏移的正交混频器的本地振荡器相同的频率的本地振荡器的信号混频来输出接收到的消息信号的正交分量；以及相关器，其包括互相关器，其被配置成将正交混频器的输出与附加正交混频器的输出混频。此布置提供了对于接收到的脉冲的脉冲包络的更好解调。

在一个实施例中，相关器包括延迟部件，其用于在进入互相关器之前延迟正交混频器的输出的相位和/或延迟附加正交混频器的输出的相位。此单相关器布置允许提供对于接收到的脉冲的脉冲包络的良好估计，其中极性取决于接收到的脉冲的频率。

在一个实施例中，所述相关器还包括附加互相关器，其被配置成还将正交混频器的输出与附加正交混频器的输出混频；附加延迟部件，其用于在进入附加互相关器之前延迟正交混频器的输出的相位和/或延迟附加正交混频器的输出的相位；以及组合器，其用于将互相关器和附加互相关器的输出组合。此平衡平方律相关器布置允许依赖于接收到的RF脉冲的频率用脉冲的极性进行接收到的RF脉冲的包络的非常精确的估计。

在一个实施例中，组合器从互相关器的输出减去附加互相关器的输出。

在一个实施例中，延迟部件和/或附加延迟部件被配置成使正交混频器的输出和附加正交混频器的输出的相对相位移动90°。

在一个实施例中，延迟部件被配置成使正交混频器的输出和附加正交混频器的输出的相对相位在第一方向上移动和/或附加延迟部件被配置成使正交混频器的输出和附加正交混频器的输出的相对相位在第二方向上移动。

在一个实施例中，延迟部件包括被配置成使正交混频器的输出的相位在第一方向上移位45°的第一延迟器和被配置成使附加正交混频器的输出的相位在第二方向上移位45°的第二延迟器，其中，第一延迟器的输出和第二延迟器的输出在互相关器中被混合；和/或附加延迟部件包括被配置成使正交混频器的输出的相位在第二方向上移位45°的第三延迟器和被配置成使附加正交混频器的输出的相位在第一方向上移位45°的第四延迟器，其中，第三延迟器的输出和第四延迟器的输出在附加互相关器中被混频。

在一个实施例中，第一延迟器是去除在偏移频率以上的频率的低通滤波器，其中，第二延迟器是去除在偏移频率以下的频率的高通滤波器，第三延迟器是去除在偏移频率以上的频率的高通滤波器，其中，第二延迟器是去除在偏移频率以下的频率的低通滤波器，其中，偏移频率是第一频率与第二频率之间的频率差的一半。

在一个实施例中，相关器是平衡平方律相关器。

在一个实施例中，所述相关器包括以延迟部件之后的正交混频器的输出作为输入的延迟部件与互相关器之间的比较器和/或以延迟部件之后的附加正交混频器的输出作为输入的延迟部件与互相关器之间的比较器；以及以附加延迟部件之后的正交混频器的输出作为输入的附加延迟部件与附加互相关器之间的附加比较器和/或以附加延迟部件之后的附加正交混频器的输出作为输入的附加延迟部件与附加互相关器之间的附加比较器；其中，所述比较器和所述附加比较器被配置成如果输入信号在阈值以下、则输出第一值且如果输入信号在阈值以上、则输出第二值。此布置具有优势，即脉冲被以线性方式解调，并且改善了到达时间检测的性能。

在一个实施例中，用于确定到达时间的装置还包括在延迟部件与互相关器之间的第一模数转换器和第二模数转换器，其用于使延迟部件之后的正交混频器的输出和延迟部件之后的附加正交混频器的输出数字化；和/或在附加延迟部件与附加互相关器之间的附加第一模数转换器和附加第二模数转换器，其用于使附加延迟部件之后的正交混频器的输出和附加延迟部件之后的附加正交混频器的输出数字化。本实施例允许使用具有较低分辨率的ADC。

在一个实施例中，用于确定到达时间的装置还包括相关器与到达时间检测器之间的模数转换器。这具有优势，即只需要一个ACD用于使具有处于同一频率的正和负脉冲的已解调信号数字化。由于正和负脉冲具有相同的频率分量，所以与被布置在解调之前（即，在正交混频器之后）的ADC相比可以降低ADC的分辨率。

在一个实施例中，用于确定到达时间的装置包括信道脉冲响应提取器，其被配置成基于最后接收到的脉冲数和预计接收的脉冲数来确定信道脉冲响应，其中，到达时间检测器被配置成基于所确定的信道脉冲响应来确定消息信号的到达时间。

在一个实施例中，信道脉冲响应提取器被配置成通过确定最后脉冲数的累计脉冲来确定信道脉冲响应，其中，每个脉冲被乘以其预计极性。

附图说明

将在以示例的方式给出且用附图图示出的实施例的描述的帮助下更好地理解本发明，在所述附图中：

图1示出了现有技术的用于确定到达时间的装置；

图2示出了密钥系统；

图3示出了BFSK脉冲的序列；

图4示出了用于确定到达时间的装置的第一实施例；

图5示出了相关器的第一实施例；

图6示出了相关器的第二实施例；

图7示出了模拟解调器的第一实施例的脉冲输出序列；

图8示出了用于确定脉冲序列的到达时间的算法的实施例；

图9示出了用于确定到达时间的装置的第二实施例的相关器的实施例；

图10示出了用于确定用于第一频率下的脉冲的本发明的装置的各种部件的输出信号；

图11示出了用于确定用于第二频率下的脉冲的本发明的装置的各种部件的输出信号；

图12示出了用于第一频率下的脉冲的平衡平方律相关器和单相关器的输出；

图13示出了用于第二频率下的脉冲的平衡平方律相关器和单相关器的输出。

具体实施方式

图2示出了密钥系统的实施例。密钥系统包括基础设备40和密钥设备50。

基础设备40被配置成周期性地向密钥设备50发出质询消息，并且当密钥设备50接收到一个质询消息且用质询响应对其进行答复时从密钥设备50接收质询响应。质询消息包括二进制序列。在一个实施例中，该二进制序列包括固定二进制模式的前导（例如交替的零和一）以及质询序列，优选地随机二进制序列。在一个实施例中，随机序列每个质询消息都改变或者在一定数目的质询消息之后改变。质询响应还包括具有前导的二进制序列和被基于存储在密钥设备50中和基础设备40中的密码密钥进行操纵的质询序列。该密码密钥在一个实施例中是128位密钥。该密码密钥在一个实施例中是对称密码密钥。然而，还可以使用私钥和公钥对。基础设备40被配置成基于质询序列和/或加密密钥来检查被操纵质询序列的有效性。在一个实施例中，这可以通过用对称密码密钥解密被操纵质询序列或通过用对称密码密钥加密质询序列（如果质询序列被用所述对称密码密钥加密的话）来实现。在另一实施例中，这可以用任何其它确立凭证来实现。质询响应可以包括应由基础设备40执行的另外的命令。可选地，质询响应可以包括用于确定从基础设备40至密钥设备50和/或从密钥设备50至基础设备40的飞行时间的另外的信息，例如质询消息在密钥设备50处的到达时间和/或质询响应从密钥设备50的离开时间和/或质询消息在密钥设备50处的到达时间与质询响应从密钥设备50的离开时间之间的差。

密钥设备50被配置成从基础设备40接收质询消息并发送包括二进制序列的质询响应。优选地，该二进制序列包括基于所述密码密钥被操纵（例如通过用所述密钥对所述质询序列进行认证和/或加密）的被质询的消息的质询序列和/或前导。在一个实施例中，密钥设备50还被配置成将命令与质询响应一起发送，比如例如开门/关门、打开/关闭第二门/窗、启动/停止引擎、产生噪声/光等。在一个实施例中且如先前所解释的，密钥设备50还被配置成与质询响应一起发送用以确定从基础设备40至密钥设备50和/或从密钥设备50至基础设备40的飞行时间的另外的信息。在一个实施例中，密钥设备50被配置成测量质询消息的到达时间并在质询消息从基础设备40的此到达之后的已知或预定义或固定时间段之后向基础设备40发送回质询响应。

基础设备40和密钥设备50中的至少一个包括用于确定质询消息和/或质询响应的到达时间的装置，如下面更详细地解释的那样。基础设备40被配置成基于被操纵质询序列的有效性以及基于质询响应的到达时间和/或基于质询消息在密钥设备50处的到达时间来认证质询响应。质询响应在基础设备40处的到达时间和/或质询消息在密钥设备50处的到达时间允许确定密钥设备50距基础设备40的距离。

在一个实施例中，基础设备40和密钥设备50每个都包括用于确定质询消息和/或质询响应的到达时间的装置。在该实施例中，质询响应包括关于质询消息在密钥设备40处的到达时间和质询响应从密钥设备40的离开时间或者关于质询消息在密钥设备40处的到达时间与质询响应从密钥设备40的离开时间之间的时间差的信息。基础设备40在该实施例中被配置成基于被操纵质询序列的有效性、质询响应在基础设备40处的到达时间、从基础设备40发送质询消息的时间、质询消息在密钥设备50处的到达时间和质询响应从密钥设备50的离开时间来认证质询响应。密钥设备50处的质询消息的到达时间和质询响应从密钥设备50的离开时间可以被其时间差替换。因此，基础设备40与密钥设备50之间的飞行时间和密钥设备50与基础设备40之间的飞行时间被单独地确定。

在一个实施例中，基础设备40和密钥设备50每个都包括用于确定质询消息和/或质询响应的到达时间的装置。在该实施例中，密钥设备50被配置成测量质询消息的到达时间并在质询消息到达之后的已知或预定义或固定时间段之后向基础设备40发送回质询响应消息。基础设备40在该实施例中被配置成基于被操纵质询序列的有效性、质询响应在基础设备40处的到达时间、从基础设备40发送质询消息的时间和密钥设备50在其向基础设备40再发送质询响应之前等待的固定时间来认证质询响应。

在一个实施例中，只有基础设备40包括用于确定质询响应的到达时间的装置。在该实施例中，质询响应包括关于质询响应从密钥设备50的离开时间的信息。基础设备40在该实施例中被配置成基于被操纵质询序列的有效性、质询响应在基础设备40处的到达时间和质询响应从密钥设备50的离开时间来认证质询响应。

在一个实施例中，只有密钥设备50包括用于确定质询响应的到达时间的装置。在该实施例中，质询响应包括关于质询消息在密钥设备50处的到达时间的信息。基础设备40在该实施例中被配置成基于被操纵质询序列的有效性、质询消息在密钥设备50处的到达时间和质询消息从基础设备40的离开时间来认证质询响应。

在另一实施例中，只有基础设备40包括用于确定质询响应的到达时间的装置。基础设备40在该实施例中被配置成基于被操纵质询序列的有效性、质询响应在基础设备40处的到达时间和质询消息从基础设备40的离开时间来认证质询响应。在该实施例中，密钥设备50中的处理时间必须是在具有可忽略误差的情况下已知的，或者必须足够短，使得飞行时间的确定对于本实施例而言足够精确。

基础设备40的示例是比如例如汽车的车辆。然而，本发明还可以被用于比如建筑物、门、车库、移动支付终端或需要用于基于安全物理距离测量的访问控制的认证的任何其它设备的基础设备40。

图3示出了由被通过二进制频移键控（BFSK）调制的脉冲序列传输的消息的二进制序列的实施例。每个位是第一值（例如，0）或第二值（例如，1）。具有第一值的每个位被用由第一频率载送的脉冲传输，并且具有第二值的每个位被用由第二频率载送的脉冲传输。

在一个实施例中，以固定（即周期性）脉冲率传输脉冲，使得接收机可以用在第一和第二频率下载送的脉冲序列来确定位序列（二进制序列）。在一个实施例中，脉冲被传输达一定的时间段，该时间段短于两个脉冲之间的时间段（例如脉冲率的倒数），优选地短于两个脉冲之间的时间段的50%，甚至更加优选地短于两个脉冲之间的时间段的10%，甚至更加优选地短于两个脉冲之间的时间段的5%。例如，如果每200 ns发送脉冲，则脉冲持续时间仅为4 ns。然而，非周期性传输方案也是可能的（诸如脉冲位置调制方案）。

在一个实施例中，参考定义特定信道的频率的中心频率f_c来传输消息。指示第一值的脉冲是在中心频率以下的第一频率f_c-f₀下发送的，具有定义第一频带的第一频率带宽。指示第二值的脉冲是在中心频率以上的第二频率f_c+f₀下发送的，具有定义第二频带的第二频率带宽，其中，f₀是从中心频率f_c的偏移频率。在一个实施例中，第一和第二频率及中心频率在UWB的频率范围中和/或第一和第二频率带宽的复合频谱应满足UWB带宽要求（＞500MHz）。在一个实施例中，第一和第二频带在6和8.5 GHz之间。在一个实施例中，特定信道的中心频率是6.4 GHz，并且偏移频率是f₀＝150 MHz，使得第一和第二频带处于6.25 GHz和处于6.65 GHz。在一个实施例中，可以使用UWB波段内的若干中心频率下的若干信道。针对所使用的每个信道，完成独立ToA估计，并然后将最佳或平均估计用于ToA。替换地，在到达时间估计之前将接收到的不同信道的结果组合。在一个实施例中，每个脉冲的带宽大于250 MHz，使得复合带宽大于最小UWB带宽。优选地，偏移频率f₀大于第一带宽和/或第二带宽的一半。

脉冲序列的一个实现是给定脉冲率下的周期性序列，其中，脉冲的载波频率如图3中所示地交替。可以很好地看到仅在很短的时间内发送出脉冲，即在两个脉冲之间的大多数时间不发送出信息。为了确定到达时间，使用非常容易的消息的前导信号是合适的。在一个实施例中，该前导由固定数目的交替的第一和第二值组成，比如010101010101...。在一个实施例中，该固定数目是128。然而，可以使用任何其它已知序列来确定到达时间。

在图4中，示出了针对用于用被用BFSK调制的脉冲序列来确定消息的到达时间的装置的实施例。该装置包括天线11、低噪声放大器12、第一正交混频器13、第二正交混频器14、相关器20、低通滤波器15、模数转换器16、信道脉冲响应（CIR）检测器17和ToA检测器18。

天线11被配置成接收处于包括第一频带和第二频带的频带（即包括所使用的所有信道）的无线电波。可选低噪声放大器12被配置成将在天线11处接收到的信号放大。

第一正交混频器13和第二正交混频器14通过将低噪声放大器12的输出与来自在期望信道的中心频率f_c下运行的本地振荡器（直接转换接收机）的周期性信号混频来选择期望的中心频率/信道f_c。在一个实施例中，本地振荡器并未与接收到的消息信号同步（非相干接收机）。针对BFSK调制的后续解调，正交混频器13和14应以正交方式提供信号。由于UWB信道的宽带宽（例如覆盖6至8.5 Ghz），因此不能在信号路径上容易地生成正交。因此，正交混频器13和14使用正交本地振荡器。第二正交混频器14的本地振荡器的相位与第一正交混频器13的本地振荡器相比具有90°的相位偏移。可选地，低噪声放大器12的输出被混频到中频f_i（未示出）。在这种情况下，第一和第二正交混频器13和14的本地振荡器具有中间中心频率f_i的频率。因此，第一正交混频器13和第二正交混频器14将下至-f₀的第一频率f_c-f₀（或f_i-f₀）与下至f₀的第二频率f_c+f₀（或f_i+f₀）混频。这具有这样的后果，即两个正交混频器13和14将第一频率f_c-f₀下的任一脉冲和第二频率f_c+f₀下的脉冲转变成共同频率f₀。图10在第一行中示出了在第一频率下接收到的RF脉冲（细实线）、其RF脉冲包络（细短划线）、用于在第一频率下接收到的RF脉冲的第一正交混频器13的输出和用于在第一频率下接收到的RF脉冲的第二正交混频器14的输出。图11在第一行中示出了在第二频率下接收到的RF脉冲（细实线）、其RF脉冲包络（细短划线）、用于在第二频率下接收到的RF脉冲的第一正交混频器13的输出和用于在第二频率下接收到的RF脉冲的第二正交混频器14的输出。如在图10和11中在各第一行中可以看到的，用于在第一频率下接收到的RF脉冲的第一正交混频器13的输出由于负偏移频率而是负脉冲，而用于在第二频率下接收到的RF脉冲的第一正交混频器13的输出是正脉冲。因此，第一正交混频器13对具有相同频率但具有不同极性的脉冲处的不同频率下的两个脉冲进行转换。这已经可以被用于确定到达时间。然而，由于第一正交混频器13的输出还具有两个最小值（或者在反极性脉冲的情况下的两个最大值），并且脉冲包络相当不同于RF脉冲的脉冲包络，所以这将导致比在本实施例中更高的误差。第一正交混频器13输出其极性取决于输入脉冲的频率的偏移频率（正或负偏移频率）周围的接收到的信号的同相分量。第二正交混频器14的输出输出偏移频率周围的接收到的信号的正交相位分量，其与第一正交混频器13的输出相比根据输入脉冲的频率（即正或负频率偏移）被移位+90°或-90°。同相分量与正交分量的分离使实现区别正和负偏移频率。因此，两个正交混频器13和14对都围绕偏移频率f₀的正交脉冲中的第一频率和第二频率两者下的脉冲序列进行变换。第一正交混频器13和/或第二正交混频器14的输出与RF脉冲相比的绝对相位取决于本地振荡器相对于输入RF脉冲的相位而言的相位。在一个实施例中，本地振荡器相对于输入RF脉冲的相位而言的相位是非相干的，具有这样的后果，即与RF脉冲相比的第一正交混频器13和/或第二正交混频器14的输出的绝对相位是随机的。

相关器20被配置成处理第一正交混频器13和/或第二正交混频器14的输出并将其混频在一起。优选地，相关器20在将同相分量I和正交分量Q混频之前改变该同相分量I与正交分量Q之间的相对相位。优选地，同相分量I与正交分量Q之间的相对相位移位90°。相位延迟在这里指代相对于偏移频率f₀的相位延迟。相关器20还被配置成将用于第一频率和第二频率的第一正交混频器13和/或第二正交混频器14的输出分别地变换成第一类型的脉冲和第二类型的脉冲。在一个实施例中，第一脉冲类型是正的，并且第二脉冲类型是负的，如图7中所示，即第一和第二脉冲类型仅在极性方面有区别。然而，在替换实施例中，脉冲类型还可以在振幅方面有区别。在一个实施例中，相关器20将脉冲解调，使得脉冲包络和/或振幅被保留。下面将关于图5、10和11来描述相关器20的详细实施例。

图5示出了相关器20的第一实施例。相关器20被实现为平衡平方律相关器。相关器20的第一实施例包括第一延迟器24、第二延迟器25、第三延迟器26、第四延迟器27、第一互相关器28、第二互相关器29和组合器23。图10和11在第二和第三行中示出了用于在第一频率（图10）下接收到的脉冲和在第二频率（图11）下接收到的脉冲的四个延迟器24至27及互相关器28和29的输出。

第一延迟器24被配置成使同相信号I的脉冲的相位移位+45°（参考偏移频率）。第一延迟器24被实现为低通滤波器，具有处于偏移频率的截止频率。第一延迟器24被馈送有第一正交混频器13的输出。第二延迟器25被配置成使正交信号Q的脉冲的相位移位-45°（参考偏移频率）。第二延迟器25被实现为高通滤波器，具有处于偏移频率的截止频率。第二延迟器25被馈送有第二正交混频器14的输出。互相关器28将第一延迟器24的输出与第二延迟器25的输出相乘。第三延迟器26被配置成使同相信号I的脉冲的相位移位-45°（参考偏移频率）。第三延迟器26被实现为高通滤波器，具有处于偏移频率的截止频率。第三延迟器26被馈送有第一正交混频器13的输出。第四延迟器27被配置成使正交信号Q的脉冲的相位移位+45°（参考偏移频率）。第四延迟器27被实现为低通滤波器，具有处于偏移频率的截止频率。第四延迟器27被馈送有第二正交混频器14的输出。第二互相关器29将第三延迟器26的输出与第四延迟器27的输出相乘。组合器23被配置成构建第二互相关器29的输出与第一互相关器28的输出之间的差。

针对如在图10中在第二行中可见的在第一频率下接收到的脉冲，第一延迟器24和第二延迟器25之后的同相信号I和正交信号Q被移位，使得同相信号中的脉冲的最小值（最小值对应于负脉冲的峰值）落在正交信号Q中的脉冲的最大值处。因此，针对如在图10中在第三行中可见的在第一频率下接收到的脉冲，互相关器28输出负脉冲。针对如在图10中在第二行中可见的在第一频率下接收到的脉冲，第三延迟器26和第四延迟器27之后的同相信号I和正交信号Q相对于彼此被移位，使得同相信号I中的脉冲的最大值落在正交信号Q中的脉冲的最大值处和/或同相信号I中的脉冲的最小值落在正交信号Q中的脉冲的最小值处。因此，针对如在图10中在第三行中可见的在第一频率下接收到的脉冲，互相关器29输出正脉冲。

针对如在图11中在第二行中可见的在第二频率下接收到的脉冲，第一延迟器24和第二延迟器25之后的同相信号I和正交信号Q被移位，使得同相信号中的脉冲的最大值落在正交信号Q中的脉冲的最大值处和/或同相信号I中的脉冲的最小值落在正交信号Q中的脉冲的最小值处。因此，针对如在图11中在第三行中可见的在第二频率下接收到的脉冲，互相关器28输出正脉冲。针对如在图11中在第二行中可见的在第二频率下接收到的脉冲，第三延迟器26和第四延迟器27之后的同相信号I和正交信号Q被相对于彼此移位，使得同相信号I中的脉冲的最大值落在正交信号Q中的脉冲的最小值处和/或同相信号I中的脉冲的最小值落在正交信号Q中的脉冲的最大值处。因此，针对如在图11中在第三行中可见的在第二频率下接收到的脉冲，互相关器29输出负脉冲。

组合器23提供第一互相关器28的输出与第二互相关器29的输出之间的差。这为在第一频率下接收到的脉冲提供几乎对应于接收到的RF脉冲的包络的负脉冲（参见图10，第三行）且为在第二频率下接收到的脉冲提供几乎对应于接收到的RF脉冲的包络的正脉冲（参见图11，第三行）。因此，与平衡平方律相关器20相组合的双正交混频器13和14提供第一和第二频率下的脉冲到同一频率下的正脉冲和负脉冲的非常有效的解调，该正脉冲和负脉冲分别地具有与接收到的RF脉冲几乎相同的脉冲包络。这甚至用非相干接收机也是可能的。

然而，本发明不限于平衡平方律相关器的使用。还可以将相关器20实现为单相关器，比如第一或第二互相关器28或29的输出。第一互相关器28的输出和/或第二互相关器29的输出提供具有取决于输入脉冲的频率的极性的输入正交脉冲的包络的粗略图像。虽然第一互相关器28输出用于第一频率的负脉冲和用于第二频率的正脉冲，但第二互相关器29输出用于第一频率的正脉冲和用于第二频率的负脉冲。用于发射机与接收机之间的两个不同绝对相位偏移且用于第一频率的脉冲的图12和13，具有输入RF脉冲的包络的单相关器28的输出和平衡平方律相关器23的输出的绝对值。虽然输出几乎对应于输入RF脉冲的包络且允许以低误差确定到达时间，但单相关器28的输出具有波纹频率，其意味着用于到达时间估计的较高误差。但是用单相关器28或29进行的到达时间的估计也是可能的。平衡平方律相关器的优势是输入RF脉冲的包络被几乎完美地恢复而没有降低到达时间估计的准确度的波纹效应。单相关器28或29的波纹取决于所传输的载波与接收机处的本地振荡器之间的绝对相位关系，并且因此不能被完美地同步。此波纹具有为偏移频率的两倍的频率分量，并且生成ToA测量的抖动。此外，平衡平方律相关器并未如其它基于数字或基于计数器的BFSK解调器所做的那样使信号压缩或饱和。因此，其输出可以被精确地且稳健地用来确定至少单个输入BFSK脉冲的到达时间。因此，平衡平方律相关器还允许也针对非相干接收机而几乎完美地恢复输入RF脉冲的包络。

低通滤波器15从相关器20的输出去除较高频率，并且充当用于后续ADC 16的防混叠滤波器。在一个实施例中，低通滤波器15去除在ADC的采样频率两倍以上的所有频率以避免混叠。然而，低通滤波器15对于本发明而言并不是必不可少的且可以省略。模数转换器（ADC）16被配置成将相关器20和/或低通滤波器15的输出数字化。在一个实施例中，ADC是用于数字采样的高速n位模数转换器（ADC），其中，n应优选地＞＝4，优选地为5。针对ToA估计中的纳秒精度，ADC的速度应在500MS/s以上。相关器20将两个类型的脉冲中的两个频率脉冲（优选地处于不同的极性）解调在同一处的事实允许使用单个ADC。在这里由于仅使用了低频f₀下的原始带宽的一半，所以可以将ADC的采样分辨率选择为低两倍。这降低了用于ADC的功率、尺寸和复杂性。另外，在本解决方案中，只需要一个ADC，因为两个正交混频器之后如正常情况不需要第二ADC组件。

信道脉冲响应（CIR）检测器17被配置成在数字域中处理经数字采样的解调脉冲序列以便提取信道脉冲响应（CIR）。基于预计接收的二进制序列来提取CIR。如上文所解释的，使用优选地消息的前导、优选地交替值脉冲的序列来检测CIR。这可以通过计算一定数目的最后脉冲的累计脉冲来完成，其中，在预计的二进制序列中预计的每个脉冲类型相应地被乘以其极性。在具有周期性极性改变的上面的上述示例中，每隔一个脉冲是负脉冲，并且因此在不相等位置处的每个脉冲应被乘以-1。这得出以下方程

通过累计最后N个脉冲的（即，前NT_P时间的）样本点来计算实际CIR，其中T_P是两个脉冲之间的时间（脉冲率的倒数）。在本示例中，在每个T_P时间之后，累计样本的符号被改变以便在接收到预计的二进制序列时接收到最大CIR能量。针对具有N个脉冲和值value(n)（针对n＝1、...、N）的其它预计二进制序列，CIR可以是

以便将每个脉冲与其极性相乘。那意味着序列的多个脉冲被相加，其中，负脉冲被乘以-1以便接收到用于CIR的良好估计器。用于CIR的另一方法将由使已解调脉冲序列与已知模板相关联组成。或者可以将两个方法组合。

ToA检测器16被配置成估计在装置处接收到的消息的到达时间。存在来自现有技术的用以检测到达时间的若干算法。在一个实施例中，可以最佳地通过使用与预计接收的多路径信号完美地匹配的匹配滤波器（MF）、通过计算接收到的信号与用于若干延迟的MF的相关且通过选择使相关输出最大化的匹配滤波器的延迟来估计信号的ToA。虽然这种方法可以提供最佳的测距准确度，但其通常由于许多先验知识要求和/或实现复杂性而是不切实际的。在一个实施例中，适合于快速且准确的测距的低复杂性ToA估计算法通常采用基于阈值的方法，其中，接收机中的基于阈值搜索的算法将输入的单独信号样本与某个阈值相比较以便识别第一到达的多路径分量并获得如图8中所示的范围信息。此类算法通常使用在CIR提取器17中计算的信道脉冲响应（CIR）。可以通过使用不同的信号统计和这些的组合（诸如接收机噪声水平、最大信号能量等）来定义阈值。图8示出了提取的信道脉冲响应、示例性阈值和基于CIR超过阈值而发现的ToA点（实际TOA）。

除已经描述的优势之外，本实施例还具有以下优势。由于相关器20的输出是从信号的I和Q路径的组合得到的双极性信号，所以只需要一个高速ADC（＞500 MS/s）以用于到达时间（ToA）确定。这带来就功率消耗而言的充分的优势。此外，由于复合RF信号在中间波段中包括非常低的能量，所以可以使用简单的Zero-IF接收机架构（例如，在向下变频信号中几乎不存在DC能量，这使得基带链中的放大过程变得容易）。在后一种Zero-IF架构中，正交混频器13和14实际上是平衡平方律相关的一部分。平衡平方律相关器函数（二次或线性定律）以固有的低通滤波性质为特征，其增加测距操作针对干扰信号和不想要信号（假信号）的稳健性。用于确定每个脉冲的位置和形状的方法将BFSK调制脉冲组合，并且因此通过利用BFSK方案带来的频率分集而提供2 • (f₀+BW/2) Hz的带宽（复合RF带宽，BW是单脉冲的带宽且f₀是偏移频率）以实现甚至更加精确的到达时间估计。输出提供可以同时地载送数据的双极性信号。因此，对通信和到达时间测量使用相同的结构和解调原理。

即使图5中的解调器保留了脉冲包络的形状，其也具有增加脉冲包络上的二次定律失真的缺点。为了增加的性能，尤其是针对非视线（NLOS）多路径条件中的微弱第一路径的测距和检测，必须保留解调器的线性响应（以保持彼此之间的多路径分量中的每一个的相对强度）；另外可以通过添加如在图6中的设计中所示的比较器来增强相关器20。比较器30、31、32和33在输入信号在阈值以上的情况下给出第一值且在该阈值以下给出第二值。在一个实施例中，阈值值是零。

所述实施例具有优势，即正交混频器13和14和/或相关器20在模拟域中将信号解调。这降低了数字域中的数字处理的量，其连同ADC 16一起是对功率消耗的主要来源，尤其是如果对待较大带宽（＞1 GHz）（更好的测距准确度）的话。然而，如关于替换实施例所述，可以在数字域中完成处理的一部分（参见图9）或处理的全部。

即使图5和图6中的相关器20的实施例很好地提供了期望的性能，图9也示出了替换实施例，其中，可以通过将数字化设备置于紧挨着相位延迟器24、25、26和27之后以便允许在数字域中执行乘法28和29以及23中的组合器功能（可选地还有比较器功能）来进一步优化数字化设备。此实现的优势是与图5和6中的数字化设备ADC相比，其使得能够使用较低分辨率数字化设备ADC。在该实施例中，可以将ADC缩减至数字采样，其中，n可以低到2。这还带来在相关器之前插入数字信号处理的优势（例如，用以去除不想要的干扰的陷波滤波器）。

本发明不限于所述实施例。权利要求范围内的任何变化是可能的。