一种基于sigma‑delta闭环控制的惯性传感器系统的制作方法

本发明属于微机电惯性传感器闭环力反馈控制系统技术领域，具体涉及一种基于sigma-delta闭环控制的惯性传感器系统。

背景技术：

随着微机械加工技术的快速发展，微机电传感器系统具有微型化、集成化、智能化、成本低、性能高、可以大批量生产等优点，已经广泛应用于能源环境、生物医学、航空航天、消费电子等诸多领域。其中高精度惯性传感器被广泛运用于惯性导航，空间探测，石油探勘，地震预测等领域。

高精度微机电惯性传感器往往采用闭环力反馈控制系统，来提高系统的线性度，动态范围，和带宽。在现有技术中，将微机电惯性传感器嵌入到闭环系统的sigma-delta力反馈结构越来越来受欢迎。Sigma-delta力反馈的优点：输出是脉冲密度调制的比特流，可以直接和数字信号处理器相连。

现有技术中，将微机电惯性传感器嵌入到闭环系统的sigma-delta力反馈系统(参见图2)。它包含惯性传感器单元，检测电路，环路滤波器，量化器和反馈单元。其中惯性传感器单元拾取外界的惯性信号转换成电信号；检测电路将惯性传感器单元输出的电信号转换成适合环路滤波器处理的电信号，比如电压或者电流；环路滤波器将检测电路的输出信号进行处理，实现噪声的整形和整个闭环回路的稳定；量化器以远高于输入信号带宽的采样率采样，并将环路滤波器的输出信号量化成数字信号输出，以便于后续处理；同时反馈单元根据量化器输出的数字信号，输出相应大小和方向的反馈信号，从而实现sigma-delta闭环控制。整个闭环回路实现对微机电惯性传感器的检测，并且数字化输出。这个结构的微机电惯性传感器闭环系统存在以下一些缺点：

由于这个闭环结构中环路滤波器是用模拟电路实现的，所以它对微机电惯性传感器参数变化的适应性差，灵活性差，由于集成电路加工的误差和寄生效应的存在，导致环路滤波器的参数精确性比较差；为了实现高精度惯性传感器系统，(一)可以使用高阶sigma-delta闭环系统，这样闭环回路的稳定性将是一个严峻的问题，特别是闭环回路中的惯性传感器是高Q值的惯性传感器；(二)可以提高过采样率，即使用更高的采样频率，或者降低信号的带宽，但前者将增加功耗，而后者将限制了其在带宽要求比较高的运用场合；(三)可以增加量化器的位数，但是由于sigma-delta闭环回路对反馈通路中的数模转换器(DAC)的线性度要求高，特别是在高精度应用领域，所以也限制了量化器位数不能增加太多，同时为了提高多位DAC的线性度，还需消耗额外的电路资源和时序。

技术实现要素：

为了解决上述现有技术的问题，本发明提供一种基于sigma-delta闭环控制的惯性传感器系统。所述系统包括数字域和模拟域，所述数字域连接模拟域，所述模拟域用于接收和转换信号，所述数字域用于处理和输出信号；

进一步地，所述模拟域内设有模数转换器和反馈单元，所述数字域包括低阶sigma-delta闭环控制模块和误差抵消模块，所述低阶sigma-delta闭环控制模块一端通过反馈单元连接模拟域，另一端通过模数转换器连接模拟域，形成sigma-delta闭环回路；

进一步地，所述低阶sigma-delta闭环控制模块包括环路滤波器和量化器，其中；

环路滤波器，所述环路滤波器用于维持闭环系统的稳定；

量化器，所述量化器为一位量化器或多位量化器，用于量化经过所述环路滤波器的数字信号，并输出比特流数据；

进一步地，所述误差抵消模块包括白化滤波器，校准单元和数字加法器，其中；

白化滤波器，所述白化滤波器用于估计惯性传感器，检测电路和数模转换器级联的逆系统模型，使所述的白化滤波器的输出信号还原出所述闭环系统的误差信号。

校准单元，所述校准单元用于对所述量化器输出的比特流数据进行幅度和相位的校准处理；

数字加法器，所述数字加法器用于将所述校准单元处理过的比特流数据和所述白化滤波器中还原出的误差信号相加，从而抵消量化器产生的量化噪声，得到高精度的输出信号；

进一步地，所述反馈单元根据输出的比特流，决定反馈信号的大小和方向，从而使所述系统构成闭环回路；

进一步地，所述环路滤波器和白化滤波器均与所述模数转换器输出端相连，所述环路滤波器的输出端与量化器相连，所述白化滤波器的输出信号与校准单元的输出信号分别与数字加法器的两个输入端相连，所述数字加法器输出的求和结果为所述系统的输出信号；

进一步地，所述量化器的输出端分别连接所述反馈单元和校准单元，所述反馈单元的输出信号作用于模拟域；

进一步地，所述模拟域还包括惯性传感单元和检测电路，其中；

惯性传感单元，所述惯性传感单元用于拾取误差信号，所述误差信号为待测信号和所述反馈单元的输出信号的差值；

检测电路，所述检测电路用于将惯性传感器单元拾取的误差信号转换成适用于模数转换器的电信号；

进一步地，所述惯性传感器单元与检测电路相连；所述检测电路的输出端与模数转换器相连；所述模数转换器的输出端同时连接环路滤波器和白化滤波器；

进一步地，所述模数转换器为低精度ADC；

本发明的有益效果如下：

1)所述系统通过在闭环回路中嵌入低精度ADC，使系统的大部分单元可在数字域实现，提高了系统的可靠性和灵活性；

2)使用低阶sigma-delta闭环控制模块，保证了闭环回路的稳定性；

3)使用误差抵消模块抵消量化器产生的量化噪声，实现高精度的惯性传感器，对过采样率的要求降低了，降低了系统的功耗，或者可以使该惯性传感器系统运用于高速的场合，同时降低了后续降采样滤波器的要求。

附图说明

图1为本发明所述系统的结构示意图；

图2为现有技术系统的结构示意图；

图3为本发明实施例中所述系统的结构示意图；

图4为本发明实施例系统的等效线性模型；

图5为现有技术系统的等效线性模型；

图6为本发明和现有技术的系统噪声基底对比图；

图7为本发明和现有技术的输入范围和信噪比对比图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细描述。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为对本发明的限定。下面为本发明的举出一个实施例：

如图3所示，本发明提供一种基于sigma-delta闭环控制的惯性传感器系统。所述系统包括数字域和模拟域，所述模拟域用于接收和转换信号，所述数字域用于处理和输出信号，所述模拟域包括微机电电容式加速度传感器单元、电容检测电路，8位ADC和力反馈单元。所述数字域包括低阶sigma-delta闭环控制模块和误差抵消模块，所述低阶sigma-delta闭环控制模块一端通过力反馈单元连接模拟域，另一端通过8位ADC连接模拟域，形成sigma-delta闭环回路，所述低阶sigma-delta闭环控制模块包括环路滤波器，1位量化器，所述误差抵消模块包括白化滤波器，校准单元和数字加法器。微机电电容式加速度传感器单元与电容检测电路相连；电容检测电路的输出端与8位ADC相连；8位ADC的输出端与环路滤波器相连，同时与白化滤波器相连；环路滤波器的输出端与1位量化器相连；1位量化器的输出端与力反馈单元相连，同时与校准单元相连；力反馈单元的输出信号作用于微机电电容式加速度传感器单元，构成sigma-delta闭环回路；白化滤波器的输出信号与校准单元的输出信号分别与数字加法器的两个输入端相连，数字加法器输出的求和结果作为系统的输出信号。

微机电电容式加速度传感器单元用于拾取加速度信号，将加速度信号转换成电容信号输出；电容检测电路将传感器输出的信号转换成适用于ADC的电信号，这里电容检测电路为常用的开关电容电路；8位ADC将电容检测电路输出电压数字化，以便后续数字电路的处理；环路滤波器为简单的补偿器，实现低阶sigma-delta闭环反馈系统的稳定；1位量化器将高位宽数字信号转换成1位数字信号，这样力反馈单元就更容易精确的实现；力反馈单元根据输出的比特流，决定力反馈信号的大小和方向，从而使系统构成闭环回路；白化滤波器估计微机电电容式加速度传感器，检测电路和数模转换器级联的逆系统模型,将输入信号还原出闭环系统的误差信号；校准单元，根据1位量化器输出的比特流数据进行幅度和相位的校准处理；数字加法器将白化滤波器的输出信号与校准单元的输出信号进行求和运算，得到高精度的系统输出信号；

下面根据本发明实施例系统框图的等效线性模型，如图4所示，来求取白化滤波器Z域传递函数H_wf(z)和校准单元Z域传递函数。

微机电电容式加速度传感器单元可以等效成质量-弹簧-阻尼系统，工作在欠阻尼状态。将微机电电容式加速度传感器单元等效成二端口网络，输入为加速度信号，输出为电容变化信号，则其二阶S域系统传递函数可以表示为：

其中k_xtc为微机电电容式加速度传感器由于位移变化而引起电容变化的增益系数，ω_n为微机电电容式加速度传感器的自然选择频率，Q为微机电电容式加速度传感器的品质因数。当采样频率为f_s，即采样周期为T_s，s域系统传递函数M(s)对应的离散Z域传递函数为M(z)。

电容检测电路等效成二端口网络，输入为电容变化ΔC，输出为电压V_o，则其可以简单的等价成一个增益系数k_ctv，即其输出表达式为：

V_o＝k_ctv×ΔC

8位ADC等效成二端口网络，输入为模拟电压x₁，输出为数字化电压y₁，则其输出表达式为：

y₁＝k_q1×x₁+n₁

k_q1为8位ADC的增益，这里k_q1＝1，n₁为均值为0，方差为q₁的高斯白噪声。

环路滤波器输入输出的Z域传递函数简单表示为H_lf(z)。

1位量化器等效成二端口网络，输入为高位宽数字信号x₂，输出为数字化电压y₂，则其输出表达式为：

y₂＝k_q2×x₂+n₂

k_q2为1位量化器，n₂为均值为0，方差为q₂的高斯白噪声。

力反馈单元输入输出的Z域传递函数简单表示为H_fb(z)，通常H_fb(z)可以近似为一个增益系数的常量。

白化滤波器输入输出的Z域传递函数简单表示为H_wf(z)。

校准单元输入输出的Z域传递函数简单表示为H_calib(z)，则有：

X_i1＝(X-H_fb(z)Y_o1)M(z)k_ctvk_q1+n₁

Y_o2＝H_wf(z)X_i1

Y＝H_calib(z)Y_o1+Y_o2

当H_wf(z)＝(z^-k)/(M(z)k_ctvk_q1)，H_calib(z)＝z^-kH_fb(z)时，系统输出Y为：

其中z^-k主要目的是保证H_wf(z)为物理可实现系统。由等式(1)，可以得知，系统的输出Y包含输入信号和噪声n₁，噪声是由8位ADC的量化噪声产生的，远小于1位量化器产生的量化噪声，并且噪声还被H_wf(z)整形，所以系统精度远远提高了。

为了更好的说明本发明的优势，对比现有技术在电容式加速度传感器的应用，则现有技术加速度传感器闭环系统包含电容式加速度传感器单元，电容检测电路，环路滤波器，1位量化器和力反馈单元。其中电容式加速度传感器单元，电容检测电路，1位量化器和力反馈单元与本发明实施例相同；环路滤波器为模拟电路实现的3阶积分器和补偿电路，与电容式加速度传感器单元等效的2阶积分器级联，构成5阶sigma-delta闭环回路。该闭环系统的等效线性模型如图5所示，根据图5的线性模型，推导出系统输出Y1为:

由等式(2)，可以得知，系统的输出Y1包含量化噪声n₂，该噪声是由1位量化器产生，所以为了提高系统精度，加大|H_lf1(z)|在系统带宽内的值，但是也加大了闭环系统稳定的难度。

如图6所示，当现有技术的5阶sigma-delta闭环系统和本发明加速度传感器系统都输入峰峰值为0.1g加速度，频率为125Hz的正弦加速度信号，本发明加速度传感器系统在带宽1-300Hz的噪声基底为而现有技术的5阶sigma-delta闭环系统在带宽1-300Hz的噪声基底为由此可知，在本发明实施例基于2阶sigma-delta闭环，内嵌8位低精度ADC，结合误差抵消模块，系统的噪声基底好于现有技术的5阶sigma-delta闭环系统；同时从图6可知，在带宽外(>300Hz)时，本发明实施例系统噪声基底也远低于现有技术的5阶sigma-delta闭环系统，降低了对后续降采样滤波器的要求。

由图7可知，输入峰峰值范围3ng-1g的加速度，频率为125Hz的正弦加速度信号,本发明实施例系统的信噪比在整个输入峰峰值范围内都高于现有技术的5阶sigma-delta闭环系统。其中本发明实施例系统的动态范围约167dB，而现有技术的5阶sigma-delta闭环系统的动态范围约154dB，本发明系统和现有技术的5阶sigma-delta闭环系统的理论最大输入加速度都为1g，本发明系统的负载能力约为95％，现有技术的5阶sigma-delta闭环系统的负载能力约为48％。这里负载能力定义为实际系统能输入的最大加速与理论能输入的最大加速的比值。由图7也反映了本发明闭环系统的稳定性远好于现有技术的5阶sigma-delta闭环系统。

以上所述的实施例，只是本发明较优选的具体实施方式的一种，本领域的技术人员在本发明技术方案范围内进行的通常变化和替换都应包含在本发明的保护范围内。