便携式电磁超声脉冲激发装置的制作方法

本实用新型属于工业测量技术领域，具体涉及一种便携式电磁超声脉冲激发装置。该装置检测效率高、体积小、功率大、结构简单。

背景技术：

近年来，无损检测技术对工业设备可靠性和安全性的检测和评估起到越来越重要的作用。电磁超声技术利用电磁耦合的方法激励和接收超声波，与传统的超声检测技术相比，它具有非接触、不需要耦合剂、精度高、适于高温检测以及容易激发各种超声波形等优点。在工业应用中，电磁超声检测技术正越来越受到人们的关注和重视。

然而，电磁超声换能器作为电磁超声无损检测技术的核心器件，一方面，其换能效率较低，电磁超声信号微弱，甚至会低至微伏级，限制了该技术的推广应用。另一方面，在普遍采用D类功率放大电路的电磁超声脉冲激发电源中，由于受驱动电路工作频率的限制，导致激发频率不高，也使得其应用场合受限。在便携式检测设备中，脉冲激发装置的输出功率也更是受到限制。

在文献《磁致伸缩管道缺陷超声导波检测系统研制》(电测与仪表,2013,50(9):21-25)中，为了提高激励超声导波所需的高电压和大功率，采用两级Boost电路级联的方式将电压从24V升至500V给储能电容充电，由于采用两级Boost升压电路，成本较高、体积较大、效率较低。文献《一种电磁超声检测用脉冲激励电源的研制》(电测与仪表,2012,49(2):76-79)涉及了一种D类功率放大电路的驱动电路，采用集成电路芯片IR2110来驱动MOSFET，虽然结构简单，但最高驱动频率仅有300kHz。文献《电磁超声脉冲激励电路的设计》(理化检验-物理分册,2013,49(3):174-176)也涉及了一种D类功率放大电路的驱动电路，采用4片光耦芯片与4片集成电路芯片来驱动MOSFET，虽驱动频率较高，由于使用器件较多，使得成本高、体积大，不适合用于便携式设备。

技术实现要素：

为了克服上述现有技术的不足，本实用新型的目的是提供一种小体积、低功耗、低成本、驱动频率高，且在野外工作条件下能够提供大功率、激发出较强的电磁超声信号的便携式电磁超声脉冲激发装置。

本实用新型解决所述技术问题所采用的技术方案是，提供一种便携式电磁超声脉冲激发装置，其特征在于该装置包括直流电源、1#隔离电源、2#隔离电源、升压电路、控制电路、驱动电路、储能电容、功率放大电路、调谐电路和电磁超声换能器，其中，所述直流电源为1#隔离电源和2#隔离电源供电，2#隔离电源与驱动电路的控制侧电源VDDI相连，1#隔离电源与驱动电路的驱动侧的电源VDDB和VDDA相连，1#隔离电源和2#隔离电源同时为所述驱动电路供电，1#隔离电源与升压电路的输入电压Vi相连，为升压电路供电；所述控制电路同时与驱动电路和升压电路连接，升压电路的输出端与储能电容以及功率放大电路的直流母线端连接，驱动电路与功率放大电路的输入端连接，功率放大电路的输出端经调谐电路与电磁超声换能器连接；

所述控制电路向所述升压电路输出TTL控制信号，控制升压电路开启升压，对储能电容进行充电；储能电容充满电之后，控制电路向驱动电路同时输出使能信号和脉冲方波信号；驱动电路驱动功率放大电路将储能电容中的高压直流电逆变为交流电，然后，交流电经过调谐电路之后传送给电磁超声换能器。

与现有技术相比，本实用新型的有益效果是：

本实用新型采用基于耦合电感的DC-DC升压变换器作为升压电路，为一种全新的升压电路结构，一方面，此升压电路的开关损耗较低，对储能电容的充电速度较快，即在较短的时间内可将储能电容充电至高压，可以提高整个装置的工作重复频率；另一方面，此升压电路对MOSFET的电压应力要求低，可以使用低导通电阻的MOSFET，进一步降低损耗，同时降低成本，与传统的反激升压和级联Boost电路相比具有升压(电容充电)速度快、体积小、效率高、成本低的特点。采用硅隔离驱动芯片作为驱动电路，可以实现更高的驱动频率，而且省去了现有技术中的光耦隔离，使得电路结构变得简单，缩小了体积，降低了成本。整个装置体积较小，携带更加方便，在野外工作条件下也能够提供较大的能量，激发出较强的电磁超声信号。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。

图1为本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置一种实施例的整体结构框图；

图2为本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置一种实施例的门控使能信号及脉冲方波信号示意图；

图3为本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置一种实施例的升压电路4的电路图；

图4为本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置一种实施例的驱动电路5的电路图；其中图4-1是功率放大电路8的左半桥驱动电路；图4-2是功率放大电路8的右半桥驱动电路；

图5为本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置一种实施例的功率放大电路8的电路图；

图6为应用本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置进行测试的测试系统结构示意图。

图7为应用本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置进行测试得到的检测波形图。

图中，1.直流电源，2.1#隔离电源，3.2#隔离电源，4.升压电路，5.控制电路，6.驱动电路，7.储能电容，8.功率放大电路，9.调谐电路，10.电磁超声换能器。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词、简写或缩写总结如下：

EMAT：Electromagnetic Acoustic Transducer，电磁超声换能器；

MOSFET：Metal Oxide Semiconductor FET，金属氧化物半导体场效应晶体管(以下简称场效应管)；

下面结合实施例及附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完善地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下获得的其它实施例，都属于本申请权利要求的保护范围。

本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置(简称装置，参见图1-5)包括：直流电源1、1#隔离电源2、2#隔离电源3、升压电路4、控制电路5、驱动电路6、储能电容7、功率放大电路8、调谐电路9和电磁超声换能器10，其中，所述直流电源1为1#隔离电源2和2#隔离电源3供电，2#隔离电源3与驱动电路的控制侧电源VDDI相连，1#隔离电源2与驱动电路的驱动侧的电源VDDB和VDDA相连，1#隔离电源2和2#隔离电源3同时为所述驱动电路6供电，1#隔离电源2与升压电路的输入电压Vi相连，为升压电路4供电；所述控制电路5同时与驱动电路6和升压电路4连接，升压电路4的输出端与储能电容7以及功率放大电路8的直流母线端连接，驱动电路6与功率放大电路8的输入端连接，功率放大电路8的输出端经调谐电路9与电磁超声换能器10连接。

所述控制电路5向所述升压电路4输出TTL控制信号，控制升压电路4开启升压，对储能电容7进行充电；储能电容7充满电之后，控制电路5向驱动电路6同时输出使能信号和脉冲方波信号；驱动电路6驱动功率放大电路8将储能电容7中的高压直流电逆变为交流电，然后，交流电经过调谐电路9之后传送给电磁超声换能器。

具体地，控制电路5向升压电路4输出一充电使能信号charge，通过该使能信号控制升压电路4的开启，在升压电路4开启的时间t2内，1#隔离电源3为升压电路4提供直流偏置电压，升压电路4对储能电容7进行充电；充电结束后，控制电路5向驱动电路6输出一对互补的方波脉冲信号driver1和driver2，以及一路门控使能信号EN，信号driver1、driver2、EN、charge均为TTL电平(参见图2)，EN为低电平时，驱动电路6开启，此时方波脉冲信号driver1和driver2通过驱动电路6驱动功率放大电路8将储能电容7里的高压直流逆变为交流电；逆变后的交流电通过调谐电路9将电流波形调谐为正弦波，最后送入电磁超声换能器10；EN为高电平时，驱动电路6停止工作，使得功率放大电路8处于关闭状态。

所述升压电路4(参见图3)包括输入电解电容Ci、输出电容Co、耦合电感的初级电感L_P、耦合电感的次级电感L_S、电容C_b1、电容C_b2、电容C_c、电阻R_g、电阻R_G、电阻R_s、电阻R_FB1、滑动变阻器R_FB2、场效应管S、NPN型双极性三极管Qs、NPN型双极性三极管Q_T、NPN型双极性三极管Qu、PNP型双极性三极管Qd、电阻R_b0、电阻R_E、电阻R_F、电阻R_b、电阻R_T、电容C_T、电容C_F、电容C_p1、电容C_p2和集成芯片UC3843，具体电路组成是输入电解电容Ci的负端接地，正端同时与耦合电感的初级电感L_p的第1端和输入电压Vi的正极相连，输入电压Vi的负极接地；所述耦合电感的初级电感L_P的第2端同时连接电容C_b1的一端、场效应管S的漏极、二极管D_C的阳极；二极管D_C的阴极同时与二极管D_b1的阳极、电容C_c的一端连接；场效应管S的栅极与电阻R_g的一端、电阻R_G的一端连接；场效应管S的源极同时与电阻R_G的另一端、电阻R_s的一端、电容C_c的另一端、电阻R_E的一端、R_F的一端连接；电阻R_s的另一端接地；电容C_b1的另一端同时连接耦合电感的次级电感L_S的第1端、二极管D_b2的阳极；耦合电感的次级电感L_S的第2端同时连接二极管D_b1的阴极、电容C_b2的一端；电容C_b2的另一端同时连接二极管D_b2的阴极、二极管D_o的阳极；二极管D_o的阴极同时连接输出电容Co的一端和电阻R_FB1的一端，且输出高压HV，高压HV为储能电容7充电；所述输出电容Co的另一端接地；电阻R_FB1的另一端与滑动变阻器R_FB2的一端连接，滑动变阻器R_FB2的另一端接地，滑动变阻器R_FB2的滑动端与集成芯片UC3843的V_FB脚连接；

所述电阻R_b0的一端接控制电路的TTL控制信号charge，另一端接所述NPN型双极性三极管Qs的基极；所述NPN型双极性三极管Qs的集电极接集成芯片UC3843的COMP脚，发射极接地；所述集成芯片UC3843的V_REF脚同时连接电容C_p1的一端、电阻R_T的一端、NPN型双极性三极管Q_T的集电极；所述电容C_p1的另一端接地；电阻R_T的另一端同时连接NPN型双极性三极管Q_T的基极、集成芯片UC3843的R_T/C_T脚、电容C_T的一端；电容C_T的另一端接地；电阻R_E的另一端与NPN型双极性三极管Q_T的发射极连接；所述电阻R_F的另一端同时连接电容C_F的一端和集成芯片UC3843的I_sense脚；电容C_F的另一端接地；集成芯片UC3843的GND脚接地，OUTPUT脚与电阻R_b的一端相连，V_CC脚同时连接电容C_p2的一端、输入电压Vi、NPN型双极性三极管Qu的集电极；电阻R_b的另一端同时连接NPN型双极性三极管Qu的基极和PNP型双极性三极管Qd的基极；PNP型双极性三极管Qd的集电极接地，发射极同时连接NPN型双极性三极管Qu的发射极和电阻R_g的另一端。

上述升压电路的具体原理结构及工作过程如下：

由基于耦合电感的高升压比DC-DC变换器构成升压电路，将输入的1#隔离电源Vi升压至高压(HV)，与传统的Boost升压拓扑结构相比，图3所示的升压拓扑结构，融合了开关电容、电压举升、耦合电感等三项技术，基于耦合电感的升压变换器具有更高的升压比，且主开关的电压应力远低于传统的电压应力，可以减少开关损耗；另一方面，由于开关管的电压应力小，可以选择低压的MOSFET，低压MOSFET具有较小的导通电阻R_ds(on)，从而进一步减少损耗，提高效率；S为场效应管；N_P为耦合电感的一次侧电感(或初级电感)的匝数，N_S为耦合电感的二次侧电感(或次级电感)的匝数，n为N_S与N_P的比值；Ci为输入电容，Co为输出滤波电容，Do为输出整流二极管，Cc为钳位电容，Dc箝位二极管，Cc与Dc构成无源缓冲吸收电路，抑制场效应管S漏源两端的电压尖峰，对泄露电感的能量进行吸收利用，减小损耗，提高效率；C_b1与C_b2为阻塞电容，D_b1与D_b2为阻塞二极管。基于开关电容的原理，C_b1与C_b2并联充电，当开关管关断时，通过耦合电感的二次侧电感L_S串联放电；基于电压举升原理，电容Cc吸收的耦合电感的漏感能量叠加到电容C_b1，以上两种措施均提高了电压增益。升压电路的主要运行过程为：当场效应管S导通时，磁性器件在耦合电感的二次侧电感L_S中感生出电压Vs，磁能开始增加，感生电压Vs开始对C_b1充电。同时，感生电压Vs对C_b2充电，因此，C_b1与C_b2被并联充电，此时磁性器件作为一个变压器工作于正激变换器模式。当场效应管S关断时，磁能被释放，在二次侧电感L_S感生出极性相反的电压，感生电压Vs使得输入电压Vi、电容C_b1两端电压V_Cb1、电容C_b2两端电压V_Cb2串联起来对输出滤波电容Co和高压储能电容7充电，从而实现较高的电压增益，此时，磁性器件作为一个耦合电感工作于反激变换器模式。R_S为电流检测电阻；控制芯片选用电流模式控制集成芯片UC3843。其中，R_T与C_T构成振荡电路，R_T与C_T的值决定了开关频率；集成芯片UC3843的VCC脚以及V_REF脚附近的电容C_p1、C_p2为电源的旁路电容，减少电源线上的噪声对集成芯片UC3843造成的影响；电阻R_F与电容C_F构成低通滤波电路，滤除电流检测电阻R_S上电压V_Isense的噪声，提高控制精度；R_FB1与R_FB2为分压电阻，构成电压反馈电路，通过调节R_FB2的值即可改变输出电压；集成芯片UC3843的COMP脚连接一个NPN型双极性三极管Qs，其中R_b为基极限流电阻，在基极施加TTL逻辑高电平关断集成芯片UC3843，停止充电，施加低电平或悬空则启动集成芯片UC3843，开启充电，可以方便地控制升压电路的工作周期；与集成芯片UC3843的OUTPUT脚连接的电阻R_b为限流电阻，与Qu、Qd一起构成图腾柱结构的MOSFET驱动电路，输出驱动信号drvier，提高驱动能力，增强稳定性；Rg为栅极限流电阻；与Rg相连的电阻R_G为下拉电阻，确保场效应管S可靠关断；集成芯片UC3843的V_REF脚连接NPN型双极性三极管Q_T的集电极，R_T/C_T脚连接Q_T的基极，发射极通过隔离电阻R_E连接至电阻R_F的一端，对电流控制模式进行斜坡补偿。

所述驱动电路(参见图4)包括左半桥驱动电路和右半桥驱动电路，两个半桥驱动电路的结构及所有器件的参数均一致，以左半桥驱动电路(参见图4-1)为例，包括：电阻R_I1、电容C_I1、旁路电容C_VDDI1、芯片Si8234、旁路电容C_A1、电阻R_BOOT1、二极管D_BOOT1、自举电容C_BOOT1、电阻R_DT1、旁路电容C_B1、电阻R_g1、电阻R_b1、电阻R_g2、电阻R_b2、肖特基二极管D_g1、肖特基二极管D_g2、双向稳压二极管D_z1和双向稳压二极管D_z2，其中，电阻R_I1的一端连接所述控制电路的TTL控制信号drvier1；芯片Si8234的DISABLE脚连接所述控制电路的TTL控制信号EN；电阻R_I1的另一端同时连接电容C_I1的一端和芯片Si8234的PWM脚，电容C_I1的另一端接地；所述电阻R_DT1的一端接芯片Si8234的DT脚，另一端接地；电容C_VDDI1的一端同时接芯片Si8234的VDDI脚和控制侧电源VDDI，另一端和芯片Si8234的GNDI脚均接地；旁路电容C_A1的一端同时接驱动侧的电源VDDA和电阻R_BOOT1的一端，另一端接地；电阻R_BOOT1的另一端接二极管D_BOOT1的阳极；二极管D_BOOT1的阴极同时接芯片Si8234的VDDA脚和自举电容C_BOOT1的一端；自举电容C_BOOT1的另一端同时接芯片Si8234的GNDA脚、双向稳压管D_z1的一端、电阻R_b1的一端、场效应管Q₁的源极、场效应管Q₂的漏极；旁路电容C_B1的一端同时接驱动侧的电源VDDB和芯片Si8234的VDDB脚，另一端接地，芯片Si8234的GNDB脚接地；肖特基二极管D_g1的阴极与电阻R_g1的一端连接之后接芯片Si8234的VOA脚，阳极与电阻R_g1的另一端连接之后同时接双向稳压管D_z1的另一端、电阻R_b1的另一端、场效应管Q₁的栅极；场效应管Q₁的漏极接储能电容7，输出高压HV；肖特基二极管D_g2的阴极与电阻R_g2的一端连接之后接芯片Si8234的VOB脚，阳极与电阻R_g2的另一端连接之后同时接双向稳压管D_z2的一端、电阻R_b2的一端、场效应管Q₂的栅极；双向稳压管D_z2的另一端与电阻R_b2的另一端、场效应管Q₂的源极连接之后接地。

上述驱动电路5由两个半桥驱动电路构成，两个半桥驱动电路的结构及所有器件的参数均一致，均由硅隔离型驱动芯片Si8234、自举电源、滤波电路等构成。Si8234采用硅隔离技术，使得控制电路部分与功率放大电路部分实现电气隔离，减少电磁干扰对控制电路部分的影响，省去了传统技术中使用的光耦隔离器，节省了成本，同时也缩小了体积。采用自举电源供电的方式为高压侧驱动提供能量，实现稳定可靠的驱动。图4-1和图4-2的电路结构及参数一样，以图4-1为例，电阻R_I1与电容C_I1构成低通滤波器，滤除输入信号driver1中的高频噪声干扰；在驱动芯片Si8234内部，drvier1信号变为一对互补的信号，通过改变R_DT1的阻值可以调节死区控制时间，避免上下场效应管的直通，防止烧坏场效应管Q1、Q2；电阻R_g1与电阻R_g2为栅极限流电阻，电阻R_b1与电阻R_b2为栅极下拉电阻；D_g1与D_g2为肖特基二极管，起加速场效应管关断的作用；D_z1与D_z2为双向稳压二极管，使得场效应管栅极与源极之间的电压不超过稳压二极管的击穿电压，保护场效应管Q1、Q2；电容C_BOOT1为自举电容，二极管D_BOOT1为自举二极管；电容C_VDDI1为控制侧电源的旁路电容，电容C_A1与C_B1为输出侧电源的旁路电容，一般C_A1≥10C_BOOT1；电阻R_BOOT1为充电限流电阻，当频率大于100kHz时，电阻R_BOOT1可以去掉；电源VDDA与电源VDDB相同，同时连接1#隔离电源。当Q1关断，Q2导通时，VDDA通过R_BOOT1与D_BOOT1给C_BOOT1充电；当Q1导通，Q2关断时，Q1的源级电压迅速接近漏极电压，导致自举二极管D_BOOT1反偏，从而阻断了相对于地电位的V_DDA向C_BOOT1充电。从此刻开始，直到驱动高压侧结束的这段时期，C_BOOT1提供了维持高压侧驱动正常工作所需的电流，实现电源的自举。

所述储能电容7为焊针型电解电容，该储能电容容量大、耐高压，具有优良的高频、超长寿命、高可靠性、高纹波电流等特性。

所述调谐电路9由不同容值的银云母电容组构成，银云母电容具有耐高压、介质损耗小、高频特性好的特点。

所述功率放大电路8(参见图5)的具体原理结构如下：

一个D类全桥逆变功率放大装置，通过控制驱动电路5中的场效应管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄的交替开通和关断将储能电容的高压直流电逆变为交变电，为调谐电容Cx和EMAT发射探头组成的并联谐振回路提供能量，驱动EMAT在待测金属材料中激励出超声波。其中，EMAT线圈可以等效为一个电感Leq与一个电阻Req的串联。电阻R₁、电容C₁和二极管D₁，电阻R₂、电容C₂和二极管D₂，电阻R₃、电容C₃和二极管D₃，电阻R₄、电容C₄和二极管D₄分别构成场效应管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄的缓冲吸收电路，来消除场效应管Q₁、Q₂、Q₃和Q₄在关断时漏源两端产生的尖峰电压。

为了说明上述便携式电磁超声脉冲激发装置能够满足驱动电磁超声换能器所要求的大功率激励信号，在本实施例中，搭建了如图6所示的测试系统。其中，铁板试样的厚度为1mm，在采用本实用新型的便携式电磁超声脉冲激发装置进行测试时，升压电路4将高压储能电容7充电至200V，控制电路5产生一对互补的4周期猝发脉冲方波信号，频率为700kHz，经过驱动电路6控制功率放大电路8驱动激励EMAT在铁板试样中产生超声波，另一接收EMAT经过放大/滤波模块后由示波器显示，波形图如图7所示。其中，放大/模块包括一个增益为60dB的低噪前置放大器和一个截止频率为2MHz的低通滤波器。从图7可以看出，检测到的波形信噪比较高，能够明显分辨出直达波和端面回波，说明本实用新型便携式电磁超声脉冲激发装置能够驱动电磁超声换能器产生超声波。

本实用新型未述及之处适用于现有技术。