本发明涉及电路领域，特别是一种交流传感器及断路器。
背景技术
目前的电流传感器一般都有一定的测量针对性，例如，对于电力断路器内的电流传感器，由于交流断路器的电流特性和直流断路器的电流特性不同，因此目前用于交流断路器的电流传感器和用于直流断路器的电流传感器都是独立设计和使用的。
随着断路器应用以及电流传感器应用的不断发展，目前对电流传感器也提出了更高的要求。以交流电流传感器为例，要求其能够提供更高的准确性和更宽的幅度和频率的测试范围，尤其在低频范围。例如，风力系统要求其变频域应用最低达到几hz，甚至0.2hz等。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明一方面提出了一种交流传感器，另一方面提出了一种断路器，用于提高交流传感器的频率和幅度测量范围，以实现对较多应用场景的电流检测。
本发明提出的一种交流传感器，包括：一第一检测单元，其被构造为对一设定范围内的交流电流进行检测，得到对应的第一交流电流指示值；所述设定范围包括：设定的低频率、小电流测量范围；一第二检测单元，被构造为对所述设定范围外的交流电流进行检测，得到对应的第二交流店里指示值；和电流输出单元，被构造为输出所述第一交流指示值或所述第二交流指示值。可以看出，由于本发明实施例中的交流传感器设置了两个检测单元，每个检测单元利用自己的测量优势进行一定范围的电流检测，最后输出对应的交流电流指示值，从而提高了交流传感器的频率和幅度测量范围，使得该交流传感器可以适应用较多的应用场景。
在一个实施方式中，所述第一检测单元包括：铁芯电流互感器，被构造为测量待测系统的当前交流电流，并输出初始交流电流指示值；电流补偿模块，在所述电流补偿模块中预先存储有针对待测电流不同频率计算的补偿系数，其中，所述电流补偿模块被构造为：能够获取所述初始交流电流指示值的频率信息，根据所述频率信息确定对应的补偿系数，基于所述补偿系数对所述初始交流电流指示值进行放大补偿，得到校正交流电流指示值；以及一第一模数转换模块，被构造为将所述校正交流电流指示值由模拟量转换为数字量。通过利用电流补偿模块对现有技术中的铁芯电流互感器测得的初始交流指示值进行补偿，可以得到满足要求的交流指示值输出，从而实现了对第二检测单元检测范围的补充。
在一个实施方式中，所述第二检测单元包括：微分传感器，微分传感器，被构造为测量待测交流电流随时间的变化量，并输出与所述变化量成正比关系的交流电压信号；和一积分部件，被构造为对所述交流电压信号进行积分还原，得到第二交流电流指示值。该第二检测单元可以兼容现有的测量交流的传感器。
所述积分部件包括：一模拟积分模块，被构造为对所述交流电压信号进行模拟积分，得到第一部分积分信号；一第二模数转换模块，被构造为对所述第一部分积分信号进行模数转换，得到第一部分积分值；一数字积分模块，被构造为对所述第一部分积分值进行数字积分，得到第二部分积分值；和一数据合成模块，被构造为将所述第一部分积分值和所述第二部分积分值进行相加合成，得到合成后的交流电流指示值。该积分部件不仅可以利用原测量交流的传感器的优势特性，而且还可以对原测量交流的传感器的缺陷进行改进，提高整个积分部件的积分还原精度。
此外，数字积分模块可进一步被构造为：能够接收所述第一交流电流指示值作为所述数字积分模块的初始值，并利用所述第一交流电流指示值对所述数字积分模块计算的第二部分积分值进行偏移校正，从而可进一步提高第二部分交流积分指示值的准确度。
本实施例中的模拟积分模块可以利用无源模拟积分模块实现，也可以利用有源模拟积分模块实现，实现方法灵活方便。
在一个实施方式中，所述模拟积分模块包括：第一积分电阻、第二积分电阻、第一滤波电阻、第二滤波电阻和积分电容；其中，所述第一积分电阻的一端与所述微分传感器的一个输出端相连，另一端与所述第一滤波电阻的一端以及所述积分电容的一端相连；所述第二积分电阻的一端与所述微分传感器的另一个输出端相连，另一端与所述第二滤波电阻的一端以及所述积分电容的另一端相连；所述第一滤波电阻的另一端接地；所述第二滤波电阻的另一端接地；所述积分电容的两端为所述模拟积分模块的输出端。可见，该模拟积分模块不仅可以实现模拟积分，而且通过设置滤波电路还可以使得模拟积分信号更加准确。
在一个实施方式中，所述积分部件进一步包括：信号调理电路，被构造为对所述第一部分积分值进行包括放大和/或滤波在内的处理，并将处理后的第一部分积分值输出给第二模数转换模块。通过设置该信号调理电路，可以进一步提高模拟积分信号的准确度。
在一个实施方式中，所述信号调理电路包括：运算放大器芯片、增益电阻和供电电路；其中，所述运算放大器芯片的两个信号输入端分别与所述模拟积分模块的两个输出端相连；所述运算放大器芯片的两个电压输入端分别与所述供电电路的供电端相连；所述运算放大器芯片的两个增益电阻连接端分别连接所述增益电阻的两端；所述运算放大器芯片的信号输出端与所述第二模数转换模块的输入端相连。
本发明实施例中的断路器可包括上述任一实施方式中的交流传感器。相应地，本发明实施例中的断路器的测量精度更高，测量范围更大。
附图说明
下面将通过参照附图详细描述本发明的优选实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述及其它特征和优点，附图中：
图1为本发明实施例中的交流传感器的结构示意图。
图2为本发明一个例子中第一检测单元的结构示意图。
图3为本发明实施例中一种积分部件的结构示意图。
图4a为本发明一个例子中模拟积分模块为无源模拟积分模块时积分部件的原理示意图。
图4b为本发明一个例子中模拟积分模块为有源模拟积分模块时积分部件的原理示意图。
图5为本发明一个例子中的积分部件的部分结构示意图。
图6为本发明一个例子中的微分传感器的等效电路与图5中无源模拟积分模块的连接关系示意图。
图7a为本发明一个示例中在1hz的输入信号情况下，采用本发明实施例中的积分部件以及采用现有技术中的单独使用模拟积分模块作为积分部件时的采样电流值对比图。
图7b为本发明一个示例中在0.2hz的输入信号情况下，采用本发明实施例中的积分部件以及采用现有技术中的单独使用模拟积分模块作为积分部件时的采样电流值对比图。
其中，附图标记如下：
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下举实施例对本发明进一步详细说明。
依据本发明，为了提高交流传感器的测量范围，需要首先对现有交流电流传感器进行分析：现有交流电流传感器中通常采用罗氏(rogowski)线圈进行一次电流的测量，罗氏线圈频率范围宽，一般设计范围从0.1hz～100mhz以上，因此可以满足一般的宽频测量要求，但是罗氏线圈二次输出电压信号是一次电流信号的微分，因此罗氏线圈也属于微分传感器的一种。如果要真实还原与一次电流成正比例的信号就必须添加相应的积分电路。由于无源积分电路的稳定性较好，因此目前通常采用无源积分电路来实现上述的信号积分还原。但积分电路存在一个截止频率，经过积分电路的信号频率低于该截止频率的话，信号幅度将大幅地衰减。由于积分电路本身的特点，截止频率通常不能太低，例如，有些积分电路的截止频率在16hz左右。这样一来，若应用于风力系统的发电机侧的断路器中的话，由于流入断路器的一次电流的频率可能过低，例如几hz，那么罗氏线圈二次输出电压信号经过积分电路后必然大幅衰减，从而影响对一次电流的正确测量，特别是一次电流发生短路故障时断路器测量会失真拒动，那是非常危险的。可见，目前采用罗氏线圈的交流电流传感器的电流测量在低频率小电流的情况下往往输出不够。此外，在低频范围内通常还存在下垂特性及零点漂移。
为此，本发明实施例中考虑提出一种全新的交流传感器，通过提供两个检测单元，使一个检测单元至少覆盖目前的交流传感器的测量范围，另一个传感器覆盖低频率小电流的情况，以对目前的交流传感器的测量范围进行补充，从而提高交流传感器的频率和幅度测量范围。
进一步地，对于至少覆盖目前的交流传感器的测量范围的检测单元，通过对目前的交流传感器进行改进，对其存在测量误差的频率范围下的测量结果进行补偿，可提高其测量精度。
图1为本发明实施例中的交流传感器的结构示意图。如图1所示，该交流传感器主要包括：一第一检测单元11、一第二检测单元12和一电流输出单元13。
其中，第一检测单元11被构造为对一个设定范围内的交流电流进行检测，得到对应的一个第一交流电流指示值。此处的第一交流电流指示值可以为能够指示电流大小的任意形式的值，如电流值或电压值。其中，所述设定范围包括设定的低频率小电流测量范围，例如设定范围可以为：频率范围为0.2hz～mkhz，电流范围为0.2in～nin。其中，m和n为小于或等于10的自然数，in为待测系统的额定电流。
第二检测单元12被构造为对所述设定范围以外的交流电流进行检测，得到对应的第二交流电流指示值。此处的第二交流电流指示值可以为能够指示电流大小的任意形式的值，如电流值或电压值。其中，所述设定范围以外的交流电流可以覆盖目前的交流传感器的测量范围，甚至更大范围。例如，频率范围可达到100khz，甚至几百khz，电流范围可达到100ka，甚至几百ka。
电流输出单元13被构造为输出所述第一检测单元检测的第一交流电流指示值或所述第二检测单元检测的第二交流电流指示值。
在一个实施方式中，第一检测单元11和第二检测单元12可同时对待测电流进行检测，并分别得到对应的交流电流指示值，电流输出单元13可在二者的交流电流指示值位于设定范围内时，输出第一检测单元11得到的交流电流指示值，在二者的交流电流指示值超出所述设定范围内时，输出第二检测单元12得到的交流电流指示值。
本实施例中，所述设定范围根据第一检测单元11的检测能力确定。其中，第一检测单元11可采用铁芯电流互感器实现。下述表1示出了一个现有的示例中待测系统一次电流值和铁芯电流互感器测量得到的二次电流值的数据对比情况。
表1
从上述表1中可以看出，在待测电流的频率为50hz的情况下，一次电流值和测量得到的二次电流值均为1.879，误差为-0.00998，接近于0。在频率为1hz的情况下，一次电流值为1.952，测量得到的二次电流值均为1.890，误差为-3.16022，在频率为0.2hz的情况下，一次电流值为1.943，测量得到的二次电流值均为1.7264，误差为-11.1458。即，铁芯电流互感器在低频时的输出也存在一定的衰减，即频率越低，电流测量误差越大。因此在依据本发明的本实施例中，可考虑对铁芯电流互感器测得的第一交流电流指示值进行一定的放大补偿。为此可预先确定针对不同频率计算的补偿系数，例如，对于表1中的示例，可将不同频率下的一次电流值与测量得到的二次电流值的比值作为对应频率下的补偿系数，即，对于50hz的情况，补偿系数可以为1.879/1.879＝1，对于20hz的情况，补偿系数可以为1.878/1.877，对于1hz的情况，补偿系数可以为1.952/1.890，对于0.2hz的情况，补偿系数可以为1.943/1.7264，以此类推，以使得对铁芯电流互感器测得的电流利用对应频率下的补偿系数进行相乘补偿后，其输出能够满足测量要求。例如，能够至少覆盖设定的小电流小频率测量部分，如0.2hz。进一步地，甚至可以覆盖断路器正常状态下的电流范围，例如，断路器额定电流范围内的测量部分。
图2示出了本发明一个例子中第一检测单元11的结构示意图。如图2所示，该第一检测单元可包括：铁芯电流互感器111、电流补偿模块112和模数转换模块113。
其中，铁芯电流互感器111被构造为测量待测系统的当前交流电流，并输出初始交流电流指示值。
电流补偿模块112被构造为预先存储针对待测系统不同电流频率计算的补偿系数。该电流补偿模块112还可以对所述初始交流电流指示值进行傅里叶变换，获取所述初始交流电流指示值的频率信息，根据所述频率信息确定对应的补偿系数，利用所述补偿系数对所述初始交流电流指示值进行放大补偿，得到校正后的第一交流电流指示值。其中，针对不同电流频率计算的补偿系数可以是以频率与补偿系数的对应关系表格形式存储，也可以是以频率与补偿系数的关系函数形式存储。
在一个实施方式中，对应待测电流不同频率下的补偿系数可以是基于历史经验值中不同频率下的一次电流值与测量得到的二次电流值的比值。此时，补偿系数大于或等于1。在利用所述补偿系数对所述初始交流电流指示值进行补偿时，可以是将所述初始交流电流指示值乘以所述补偿系数，从而得到校正后的交流电流指示值。
模数转换模块113被构造为将电流补偿模块112校正后的交流电流指示值由模拟量转换为数字量进行输出。
第二检测单元12可用于实现第一检测单元11测量范围外的交流电流测量，即对第一检测单元11的测量范围无法覆盖到的交流电流进行测量，例如测量大电流、非正常状态电流、突变电流等。例如，频率范围可达到100khz，电流范围可达到100ka(千安)。具体实现时，第二检测单元12可包括如图3所示的微分传感器121和积分部件122。其中，微分传感器121可被构造为测量待测电流随时间的变化量，并输出与所述电流变化量成比例的交流电压信号。积分部件122可被构造为对所述微分传感器121输出的交流电压信号进行积分还原，得到交流电流指示值。
其中，微分传感器121可以采用具有高准确度和低成本的罗氏(rogowski)线圈来实现。罗氏线圈是一个均匀缠绕在非铁磁性材料上的环形线圈，其输出信号是电流对时间的微分。罗氏线圈是一种空心环形的线圈，可以直接套在被测量的导体上。导体中流过的交流电流会在导体周围产生一个交替变化的磁场，从而在线圈中感应出一个与电流变化成比例的交流电压信号。线圈的输出电压可以用公式vout＝mdi/dt来表示。其中m为线圈的互感。di/dt则是电流的变比。通过采用一个专用的积分部件对罗氏线圈输出的电压信号进行积分可以得到另一个交流电压信号，这个电压信号可以准确地再现被测量电流信号的波形。
积分部件122可以采用模拟积分模块，或数字积分模块，或模拟积分模块和数字积分模块相结合的方式实现。例如，图3中分别示出了一种积分部件122的结构示意图。如图3所示，该积分部件122可包括：模拟积分模块1221、模数转换模块1222、数字积分模块1223和数据合成模块1224。
其中，模拟积分模块1221被构造为对所述微分传感器121输出的交流电压信号进行模拟积分，得到第一部分积分信号。
模数转换模块1222被构造为对所述第一部分积分信号进行模数转换，得到第一部分积分值。
数字积分模块1223被构造为对所述第一部分积分值进行数字积分，得到第二部分积分值。
数据合成模块1224被构造为将所述第一部分积分值和所述第二部分积分值进行相加合成，计算得到积分还原后的第二交流电流指示值。
进一步地，该积分部件122还可包括：信号调理电路1225，其被构造为对所述模拟积分模块1221输出的第一部分积分信号进行放大和/或滤波等处理，并将处理后的第一部分积分信号输出给模数转换模块1222。
进一步地，本实施例中的数字积分模块1223可进一步被构造为将第一检测单元11得到的第一交流电流指示值作为数字积分模块1223的初始值，并利用第一检测单元11得到的第一交流电流指示值对数字积分模块1223计算的第二部分积分值进行偏移校正。这里，因为第一检测单元11和第二检测单元12检测的是同一个电流，因此在确保第一检测单元11和第二检测单元12的输出均有效的情况下，可用第一检测单元11的输出对第二检测单元12的输出做矫正，即上述的偏移校正。
图3所示实施例中的积分部件122相比现有的只包括模拟积分模块1221的积分电路，增加了模数转换模块1222、数字积分模块1223和数据合成模块1224。其工作原理大致为：对于现有的模拟积分模块1221可以覆盖的满足精度要求的测量范围，数字积分模块1223的输出几乎可以忽略不计，因此数据合成模块1224的输出基本相当于现有的模拟积分模块1221的输出，对于现有的模拟积分模块1221无法满足精度要求的测量范围，数字积分模块1223的输出可以对现有的模拟积分模块1221的输出进行误差补偿，这样数据合成模块1224输出的结果就相当于对现有的模拟积分模块1221进行校正后的输出，从而提高了整个积分部件122的测量精度，实现了对目前的交流传感器存在的问题的改进。
本实施例中，模拟积分模块1221可以为无源模拟积分模块，也可以为有源模拟积分模块。
图4a中示出了模拟积分模块1221为无源模拟积分模块时积分部件122的原理示意图，图4b中示出了模拟积分模块1221为有源模拟积分模块时积分部件122的原理示意图。如图4a所示，左侧为无源模拟积分模块，右侧为数字积分模块1223，执行二者相加合成操作的为数据合成模块1224；如图4b所示，左侧为有源模拟积分模块，右侧为数字积分模块1223，执行二者相加合成操作的为数据合成模块1224。
相应地，下列式(1)中示出了当模拟积分模块1221为无源模拟积分模块时，积分部件122的积分原理；式(2)中示出了当模拟积分模块1221为有源模拟积分模块时，积分部件122的积分原理。
其中，i(t)为采样电流，m为rogowski线圈的互感系数，rc为无源模拟积分模块，其中，r为无源模拟积分模块的电阻值，c为无源模拟积分模块的电容值，r和c的取值按照满足共知的无源模拟积分设计要求即可；ricir0为有源模拟积分模块，ri为有源模拟积分模块的电阻值，ci为模拟积分模块的电容值，r0为与ci并联的电阻值，ri、ci、r0的取值按照满足共知的有源模拟积分设计要求即可；vin是rogowski线圈的输出以作为无源模拟积分模块的输入；vout是无源模拟积分模块的输出，其同时作为数字积分模块的输入；∫dt为积分符号。
由于具有上述的模拟积分模块，电流信号的动态范围可仅依赖于电流的幅度范围。
由于具有上述的数字积分模块，其可以对模拟积分部件的输出进行积分，这样一来rogowski线圈的输出便可以被充分积分以得到即便在低频，如0.2hz也没有下垂的电流指示值。
图5中示出了一个例子中的积分部件122的部分结构示意图，如图5所示，该积分部件122中包括基于rc的无源模拟积分模块1221，该无源模拟积分模块可包括：第一电阻r1、第二电阻r2、第三电阻r3、第四电阻r4和第一电容c1。
其中，第一电阻r1的一端与微分传感器121的一个输出端相连，另一端与第三电阻r3的一端以及第一电容c1的一端相连。
第二电阻r2的一端与微分传感器121的另一个输出端相连，另一端与第四电阻r4的一端以及第一电容c1的另一端相连。
第三电阻r3的另一端接地。
第四电阻r4的另一端接地。
第一电容c1的两端为模拟积分模块1221的输出端。
其中，第一电阻r1和第二电阻r2为积分电阻，第一电容c1为积分电容，三者构成无源模拟积分模块的主体部分。第三电阻r3、第四电阻r4为滤波电阻。
此外，图5中的积分部件122还包括信号调理电路1225，该信号调理电路1225可包括：运算放大器芯片u2、增益电阻r5和供电电路。其中，增益电阻r5也可称为第五电阻。
其中，运算放大器芯片u2的两个信号输入端+in、-in分别与所述模拟积分模块1221的两个输出端相连。
运算放大器芯片u2的两个电压输入端u+、u-分别与所述供电电路12251的供电端相连。
运算放大器芯片u2的两个增益电阻连接端rg-、rg+分别连接所述增益电阻r5的两端。
运算放大器芯片u2的信号输出端与模数转换模块1222的输入端相连。
本实施例中运算放大器芯片u2的供电方式可以是：1)对称双电源供电方式或2)单电源供电方式。
当采用对称双电源供电方式时，可如图5所示，相对于公共端(地)的正电源+e与负电源-e分别接于运放的u+和u-管脚上。在这种方式下，可把信号源直接接到运算放大器芯片的输入脚上，而输出电压的振幅可达正负对称电源电压。
如图5中所示，供电电路包括：串联连接在正电源+e与公共端(地)之间的第六电阻r6和第二电容c2，以及串联连接在负电源-e与公共端(地)之间的第七电阻r7和第三电容c3。其中，第六电阻r6和第二电容c2之间的连接端，以及第七电阻r7和第三电容c3之间的连接端为连接所述运算放大器芯片u2的两个电压输入端的供电端。
此外，运算放大器芯片u2的电压输出端ref可进一步与串联连接的第八电阻r8与第四电容c4之间的连接端相连，其中，第四电容c4的另一端接地，第八电阻r8的另一端为电源端。
而采用单电源供电方式时(未示出对应附图)，则是将运算放大器芯片的-vee管脚连接到地上。此时为了保证运算放大器芯片内部单元电路具有合适的静态工作点，在运算放大器芯片输入端一定要加入一直流电位。此时运算放大器芯片的输出是在某一直流电位基础上随输入信号变化。静态时，运算放大器芯片的输出电压近似为vcc/2，为了隔离掉输出中的直流成分可接入一电容。
图5中，运算放大器芯片u2的信号输出端vout可进一步与滤波电阻r9(也可记为第九电阻r9)的一端相连，滤波电阻r9的另一端接地。
图6为本发明一个例子中的微分传感器的等效电路与图5中基于rc的无源模拟积分模块的连接关系示意图。如图6所示，该微分传感器的等效电路可包括：线圈自感l1和l2、线圈内阻r10和r11，以及线圈寄生电容c5。此外，还可进一步包括：滤波电容c6和c7。
其中，线圈电感l1与线圈内阻r10串联后与线圈寄生电容c5的一端相连，线圈电感l2与线圈内阻r11串联后与线圈寄生电容c5的另一端相连。同时，线圈寄生电容c5的一端与滤波电容c6连接，另一端与滤波电容c7连接，滤波电容c6和c7的另一端接地。
线圈寄生电容c5的两端作为所述微分传感器的等效电路的输出端与所述无源模拟积分模块的输入端相连。即线圈寄生电容c5的一端与无源模拟积分模块的第一积分电阻r1的一端相连，另一端与无源模拟积分模块的第二积分电阻r2的一端相连。
图7a和图7b为一个示例中在1hz和0.2hz的输入信号情况下，采用本发明实施例中的积分部件以及采用现有技术中的单独使用模拟积分模块作为积分部件时的采样电流值对比图。
为了对二者测量的准确度进行对比，可首先设置一用于表示准确交流指示值的参考电流值，该参考电流值可基于积分部件的输入信号vin(即罗氏线圈的输出信号)来计算，下述式(3)示出了基于vin利用数字积分计算得到的参考交流指示值：
其中，δt为采样周期，m为罗氏线圈的互感系数，本示例中以m＝1.0862uh为例。
下述式(4)示出了单独使用模拟积分模块作为积分部件时的采样电流值：
其中，r＝100k，c＝1040nf，m＝1.0862uh。
下述式(5)示出了采用本发明实施例中的积分部件时的采样电流值：
上述式(4)和式(5)中vout(n)为模拟积分模块的输出值，具体可以用运放电路和偏移补偿电路进行放大倍数和偏置调整，以实现上述公式。
可以看出，无论是在图7a还是图7b中，采用本发明实施例中的积分部件得到的交流指示值都比较接近于参考电流值，因此相比现有技术中仅采用模拟积分模块作为积分部件时，测量的准确度更高。
从上述方案中可以看出，由于本发明实施例中的交流传感器设置了两个检测单元，每个检测单元利用自己的测量优势进行设定范围的电流检测，最后输出对应的交流指示值，从而提高了交流传感器的测量范围，使得该交流传感器可以适应用较多的应用场景。除了可通用于直流断路器和交流短路器以外，还可以适应于其他的电流检测领域。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。