CMOS反相器MOS阈值电压的测量方法与流程

本发明属于集成电路
技术领域：
，涉及一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法，可用于数字电路设计和仿真中阈值电压的提取和分析。
背景技术：
：反相器是将输入信号的相位反转180度的电路。常见反相器有两种，分别是ttl非门和cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互补金属氧化物半导体)反相器。ttl非门的输入结构和输出结构均由半导体三极管和电阻构成。cmos反相器由两个增强型mos(metaloxidesemiconductor，金属氧化物半导体)组成，分别为nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金属氧化物半导体)和pmos(p-metal-oxide-semiconductor，p型金属氧化物半导体)。cmos反相器较ttl反相器功耗小、抗干扰性强、工作电压范围更广，因此广泛的用于数字电路系统设计中。mos的阈值电压是使源端半导体表面达到强反型的栅压，是区分mos器件导通电压和截止电压的分界点。目前，阈值电压的测量方法主要有两大类：一类是基于mos电流和电压关系式的测量方法，如恒定电流法、线性外推法、二阶导数法等。另一类是基于mos器件的电学特性，设计特定的测量电路完成阈值电压的测量。cmos反相器内部，由于nmos和pmos的栅极和漏极对接，除非破坏cmos反相器的外部封装，否则仅通cmos反相器的输入端和输出端无法测量nmos和pmos各自的电压和电流，因此基于电流和电压关系式的测量方法对cmos反相器mos阈值电压的测量不适用。而基于mos器件电学特性的特定测量电路，通常是针对单个mos器件设计的测量电路。目前，基于mos器件电学特性的测量方法主要有以下几种：1、通过待测器件的应力态和测量态来计算待测器件的阈值电压。测量单个待测mos在应力态和测量态下与参照晶体管的输出电压差，计算得到单个待测mos的阈值电压。例如，专利授权号为cn103576065b，名称为“一种晶体管阈值电压的测试电路”的中国专利，公开了一种阈值电压测试方法，该方法通过在公开的测试电路中加入开关电路，测量开关电路控制待测器件在电路处于断路时的应力状态和测试电路通路时的测量状态，计算得到待测器件的阈值电压。该方法的可操作性高，易于工程实现，但是如果要测量cmos反相器内部nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，需分别单独测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，测量效率低，并且依赖的电路设计复杂，测量时间较长。2、通过设计一种可以从外部改变电路工作条件的电路来测量mos的阈值电压。测量单个待测mos对电容的充电时间，计算得到单个待测mos的漏电流，进而计算得到单个待测mos的阈值电压。例如，专利授权号为cn103323763b，名称为“一种测量阈值电压和饱和漏电流退化电路”的中国专利，公开了一种阈值电压的测量方法，通过测量锯齿波的周期，带入电容的计算公式，得到mos饱和漏电流的退化值，将该值带入mos饱和区的电流电压公式，得到了mos的阈值电压。该方法测量准确度较高，但是如果要测量cmos反相器内部nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，则需分别单独测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，测量效率低。上述现有技术只能分别测量nmos和pmos的阈值电压，对于已封装的cmos反相器，分别测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压的方法，测量效率低，且不易于工程实现。技术实现要素：本发明的目的在于克服上述现有技术存在的不足，提供了一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法，用于解决现有技术无法同时测量已封装cmos反相器内部nmos阈值电压和pmos阈值电压的技术问题。为实现上述目的，本发明采取的技术方案包括如下步骤：(1)直流电压源为cmos反相器施加直流电压vdd，同时信号发生器为cmos反相器施加脉冲信号；(2)双通道示波器同时采集cmos反相器的输入电压vin和输出电压vout；(3)利用输入电压vin和输出电压vout，绘制cmos反相器一个周期的脉冲前沿电压传输曲线a(x)和脉冲后沿电压传输曲线b(x)：将输入电压vin一个周期的前半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，得到脉冲前沿电压传输曲线a(x)；将输入电压vin一个周期的后半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，得到脉冲后沿电压传输曲线b(x)；(4)计算脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)在不同输入电压x下的电压放大倍数差值f(x)，得到差值曲线f(x)；(5)获取nmos的阈值电压vthn和pmos的阈值电压vthp：当x∈[0,vdd/2]时，差值曲线f(x)第一个非零点对应的输入电压vin即为nmos的阈值电压vthn；当x∈(vdd/2,vdd]时，差值曲线f(x)第一个零点对应的输入电压vin与电源电压vdd之差即为pmos的阈值电压vthp。本发明与现有技术相比，具有如下优点：1.本发明使用双通道示波器直接采集待测cmos反相器两端的电压，通过对待测cmos反相器一个周期的脉冲前沿电压传输曲线和脉冲后沿电压传输曲线的分析和计算，实现pmos阈值电压和nmos阈值电压的同时提取，减少了工作量，与现有的阈值电压测量技术相比，有效地提高了测量效率。2.本发明通过计算待测cmos反相器一个周期的脉冲前沿电压传输曲线和脉冲后沿电压传输曲线在不同输入电压下的电压放大倍数差值，实现了pmos阈值电压和nmos阈值电压的同时提取，与现有技术中需要为mos器件设计特定测量装置的方法相比，提高了通用性。3.本发明采用的测量方法步骤较少，易操作，缩短了测量时间，与现有阈值电压测量技术相比，进一步提高了测量效率。4.本发明测量方法依赖的测量装置简单，引入的额外误差较小，与现有阈值电压测量技术相比，提高了测量的准确度。附图说明图1为本发明适用的测量电路图；图2为本发明的实现流程框图；图3为本发明实施例仿真结果与实验结果的对比图。具体实施方式以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细说明。本实施例中的cmos反相器以nc7szu04为例。参照图1，一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法适用的电路，包括待测cmos反相器、信号发生器、c-r负载、双通道示波器以及直流电源。其中，直流电源，用于提供直流电压；信号发生器，用于产生稳定的脉冲信号；双通道示波器，用于同时采集待测cmos反相器的输入信号和输出信号；c-r负载用于产生输出信号的时延。待测cmos反相器的输入端连接信号发生器；待测cmos反相器的输出端连接c-r负载；待测cmos反相器的输入端连接双通道示波器的第一端口，待测cmos反相器的输出端连接双通道示波器的第二端口；待测cmos反相器的电源端连接直流电源。参照图2，一种nmos阈值电压和pmos阈值电压的测量方法，包括如下步骤：步骤1，直流电压源为cmos反相器施加直流电压vdd，同时信号发生器为cmos反相器施加脉冲信号。cmos反相器是将输入信号的相位反转180度的电路，电路正常工作的条件是电源电压vdd大于nmos阈值电压和pmos阈值电压绝对值之和。本实施例中，直流电压源为cmos反相器施加直流电压vdd＝3.3v。信号发生器产生的脉冲信号是一个周期性非理想方波。本实施例中，信号发生器产生的脉冲信号，tr(risingtime上升时间)为20ns，tf(fallingtime下降时间)为20ns，pw(pulsewidth脉冲宽度)为40ns，per(period周期)为160ns，脉冲信号由低电平开始，进行周期性重复。步骤2，双通道示波器同时采集cmos反相器的输入电压vin和输出电压vout。双通道示波器同时采集输入电压vin和输出电压vout，并将采集的信号离散化。本实施例中，设置离散化隔间为0.1ns，得到下表1所示的部分输入电压和输出电压序列：表1输入电压vin输出电压vout3.300e+0003.234e+009.267e-03……1.320e+001.132e+001.254e+001.464e+00……3.234e+002.267e-033.300e+008.925e-03步骤3，利用输入电压vin和输出电压vout，绘制cmos反相器一个周期的脉冲前沿电压传输曲线a(x)和脉冲后沿电压传输曲线b(x)：将输入电压vin一个周期的前半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，得到脉冲前沿电压传输曲线a(x)；将输入电压vin一个周期的后半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，得到脉冲后沿电压传输曲线b(x)。脉冲前沿电压传输曲线和脉冲后沿电压传输曲线是以输入电压vin作为横轴，以输出电压vout作为纵轴，表征反相器动态电压传输特性的曲线。由于输入的脉冲电压是周期性的，故只绘制一个周期的静态电压传输曲线。由于输入电压vin与脉冲信号的值相等，而输出信号会受到cmos反相器寄生电容的影响，故需将一个周期的输出电压vin分为两个部分：输入电压vin的前半周期和输入电压vin的后半周期。输入电压vin的前半周期是指脉冲信号由低电平增加到高电平的过程，前半周期的不同电压x对应不同的输出电压vout，表征着脉冲信号由低到高的过程中，cmos反相器由于受到寄生电容的影响导致输出电压变化的过程。将输入电压vin一个周期的前半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，将前半周期所有的输入电压输出电压对绘制到以输入电压vin作为横轴，以输出电压vout作为纵轴的坐标系中，得到脉冲前沿电压传输曲线a(x)。输入电压vin的后半周期是指脉冲信号由高电平减至低电平的过程，后半周期的不同电压x对应不同的输出电压vout，表征着脉冲信号由高到低的过程中，cmos反相器由于受到寄生电容的影响导致输出电压变化的过程。将输入电压vin一个周期的后半周期不同电压x作为横坐标，不同电压x对应的输出电压vout作为纵坐标，将后半周期所有的输入电压输出电压对绘制到以输入电压vin作为横轴，以输出电压vout作为纵轴的坐标系中，得到脉冲后沿电压传输曲线b(x)。信号发生器产生的脉冲信号的频率是造成脉冲前沿电压传输曲线和脉冲后沿电压传输曲线与静态电压传输曲线不同的主要原因。静态电压传输过程中，由于脉冲信号频率较低，cmos反相器内部寄生电容的效应可被忽略，整个传输过程呈现一种静态效果。动态电压传输过程中，由于脉冲信号的频率较高，cmos反相器内部寄生电容的效应无法忽略，电容充放电的时延导致了在脉冲信号上升和下降过程中对应的输出电压值不相等。假设把与输出节点相连的所有电容等效为一个寄生电容cl，则该寄生电容满足的公式为：其中，cl为寄生电容大小，是输出电压的变化速率，ic是流过寄生电容的电流，idn是nmos上的漏电流，idp是pmos上的漏电流。本实施例中，计算出寄生电容的大小cl＝12pf。步骤4，计算脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)在不同输入电压x下的电压放大倍数差值f(x)，得到差值曲线f(x)。计算脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)在不同输入电压x下的电压放大倍数差值f(x)，其计算公式为：其中，da(x)是脉冲前沿电压传输曲线a(x)的导数，db(x)是脉冲后沿电压传输曲线b(x)的导数，δvout1是脉冲前沿电压传输曲线a(x)输出电压vout1的变量，δvin是输入电压vin的变量，δvout2是脉冲后沿电压传输曲线b(x)输出电压vout2的变量。脉冲前沿电压传输曲线a(x)是输入电压vin由低电平到高电平对应的输出电压曲线，脉冲后沿电压传输曲线b(x)是输入电压vin从高电平到低电平对应的输出电压曲线。因为输入电压vin与信号发生器为cmos反相器施加的脉冲信号的值相等，双通道示波器将采集的输入电压vin离散化间隔相等，故脉冲前沿电压传输曲线a(x)的输入电压vin的变量δvin和脉冲后沿电压传输曲线b(x)输入电压vin的变量δvin是相等的。因为寄生电容cl对输出电压vout的影响满足公式：并且，双通道示波器将采集的输出电压vout离散化间隔相等，故有：dt＝δt＝0.1ns所以输出电压变量dvout与负载电容cl和电容电流ic满足的关系式为：将在不同输入电压x下的输出电压变量dvout代入电压放大倍数差值f(x)计算公式中，能够计算出在不同输入电压x下的电压放大倍数差值f(x)。步骤5，获取nmos的阈值电压vthn和pmos的阈值电压vthp：当x∈[0,vdd/2]时，差值曲线f(x)第一个非零点对应的输入电压vin即为nmos的阈值电压vthn。当x∈(vdd/2,vdd]时，差值曲线f(x)第一个零点对应的输入电压vin与电源电压vdd之差即为pmos的阈值电压vthp。当x∈[0,vdd/2]时，其中，当x∈[0,vthn)时，pmos处于线性导通，nmos处于截止状态，cmos反相器内部电流ic：ic＝idp＝idn＝0a此时寄生电容cl对cmos反相器输出电压的影响，满足公式：即，当x∈[0,vthn)时，寄生电容cl对cmos反相器输出电压vout无影响。故x∈[0,vthn)时，脉冲前沿电压传输曲线a(x)的输出电压变量δvout1和脉冲后沿电压传输曲线b(x)输出电压变量δvout2相等，故此区间内脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)的电压放大倍数差值f(x)，满足：当x∈[vthn,vdd/2]时，对于脉冲前沿电压传输曲线a(x)，输出电压vin前半周期的输入电压vin是从低电平到高电压的，对应着pmos从线性导通状态进入饱和状态，nmos从截止状态进入饱和状态，此时寄生电容开始向nmos进行放电，满足公式：其中，idn是nmos的漏电流。当x∈[vthn,vdd/2]时，对于脉冲后沿电压传输曲线b(x)，输出电压vin后半周期的输入电压vin是从高电平到低电压的，对应着pmos从饱和状态进入截止状态，nmos从饱和状态进入线性状态，此时pmos开始向寄生电容进行充电，满足公式：其中，idp是pmos的漏电流。因为寄生电容cl的充电荷放电过程中，电容的电流ic满足公式：ic＝2πfcv其中，f是电源频率，c是电容电量，v是电容两端的电压。因为寄生电容cl上的电流ic满足关系式：ic＝idn-idp故x∈[vthn,vdd/2]时，nmos的漏电流idn和pmos的漏电流idp不相等：idn≠idp即有：带入脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)的电压放大倍数差值f(x)的计算公式可得：因此，当x∈[0,vdd/2]时，差值曲线f(x)第一个非零点对应的输入电压vin即为nmos的阈值电压vthn。本实施例中，nmos的阈值电压vthn＝0.650v。当x∈(vdd/2,vdd]时，其中，当x∈(vdd/2,vdd+vthp]时，pmos处于饱和状态，nmos也处于饱和状态，cmos反相器内部电流ic满足：ic＝|idp|＝idn且idp＝-idn此时寄生电容cl对cmos反相器输出电压的影响，满足公式：即，当x∈(vdd/2,vdd+vthp)时，寄生电容cl对cmos反相器输出电压vout的影响与nmos的漏电流idn成正比例关系。对于脉冲前沿电压传输曲线a(x)，输出电压vin后半周期的输入电压vin是从高电平到低电压的，对应着pmos从饱和导通状态进入截止状态，nmos从饱和状态进入线性导通状态，此时pmos对寄生电容进行放电，满足公式：其中，idp是nmos的漏电流。对于脉冲后沿电压传输曲线b(x)，输出电压vin后半周期的输入电压vin是从低电平到高电压的，对应着pmos从截止状态进入饱和状态，nmos从线性导通状态进入饱和状态，此时寄生电容开始向nmos进行放电，满足公式：其中，idn是pmos的漏电流。因为idp＝-idn，nmos的漏电流idn和pmos的漏电流idp不相等：idn≠idp即有：带入脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)的电压放大倍数差值f(x)的计算公式可得：当x∈[vdd+vthp,vdd]时，nmos处于线性导通，pmos处于截止状态，cmos反相器内部电流ic：ic＝idp＝idn＝0a此时寄生电容cl对cmos反相器输出电压的影响，满足公式：即，当x∈[vdd+vthp,vdd]时，寄生电容cl对cmos反相器输出电压vout无影响，故脉冲前沿电压传输曲线a(x)的输出电压变量δvout1和脉冲后沿电压传输曲线b(x)输出电压变量δvout2相等，故此区间内脉冲前沿电压传输曲线a(x)与脉冲后沿电压传输曲线b(x)的电压放大倍数差值f(x)，满足：因此，当x∈(vdd/2,vdd]时，差值曲线f(x)第一个零点对应的输入电压vin与电源电压vdd之差即为pmos的阈值电压vthp。本实施例中，pmos的阈值电压vthp＝-0.850v。参照图3，将本发明实施例测算出的nmos阈值电压和pmos阈值电压带入仿真软件，得到一组仿真曲线，将所得的仿真曲线与本发明实施例的实验曲线绘于同一坐标系下，得到本发明实施例仿真结果与实验结果的对比图。图中a(x)为脉冲前沿电压传输曲线的实验结果，a′(x)为脉冲前沿电压传输曲线的仿真结果，b(x)为脉冲后沿电压传输曲线的实验结果，b′(x)为脉冲后沿电压传输曲线的仿真结果。由本发明实施例仿真结果与实验结果的对比图可知，本实施例测量出的nmos阈值电压和pmos阈值电压误差较小，准确度较高。以上描述仅是本发明的一个具体实例，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本
发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。当前第1页12