信号测量装置的制作方法

本发明涉及信号处理领域，尤其涉及一种信号测量装置。

背景技术：

在生物传感器研究和检测方面，电流计和阻抗计是两个最主要测量技术。在很多论文中，这两种技术是相互依赖的。例如，抗体/抗原生物传感器中，电流计首先用于验证电极表面形成是否如预期。然后，再用阻抗计检测目标对象的浓度。此外，在蛋白质检测中，经常两种检测技术都需要。总之，电流计和阻抗计在生物电化学的研究中被广泛使用。但是，现有检测电路都是设计两套完全不同的电路分别实现电流计功能和阻抗计功能。导致芯片成本升高，芯片功耗的增加。

生物电流的大小取决于生物表面和电极的尺寸。随着生物传感器灵敏度要求越来越高，电极尺寸越来越小的趋势，生物反应产生的电流低至fa级，如此微弱的电路对电路设计提出了很大的挑战。

技术实现要素：

针对现有技术的不足，本发明提供一种信号测量的装置，能够有效减少芯片成本并降低芯片功耗。

根据上述目的，本发明提供一种信号测量的装置，所述装置包括：运算放大器、比较器、采样电路和电路选择开关；其中，所述电路选择开关处于第一状态时，所述运算放大器构成积分器，所述采样电路构成电流采样电路，所述积分器、所述比较器和所述电流采样电路串联构成电流测量电路；所述电路选择开关处于第二状态时，所述运算放大器构成乘法器，所述采样电路构成阻抗采样电路，所述乘法器、所述比较器和所述阻抗采样电路串联构成阻抗测量电路。

在一实施例中，所述运算放大器的第一输入端接收输入信号，第二输入端连接参考信号。

在一实施例中，所述比较器为迟滞比较器。

在一实施例中，所述乘法器用于提取所述输入信号的实部相关信息和虚部相关信息。

在一实施例中，所述乘法器将激励信号与参考信号正弦波相乘，以提取所述输入信号的实部相关信息，其中，所述激励信号经过待测样本后得到所述输入信号。

在一实施例中，所述阻抗采样电路采用与所述激励信号正弦波同相的信号进行所述实部相关信息的采样。

在一实施例中，所述乘法器将激励信号与参考信号余弦波相乘，以提取所述输入信号的虚部相关信息，其中，所述激励信号经过待测样本后得到所述输入信号。

在一实施例中，所述阻抗采样电路采用与所述激励信号余弦波同相的信号进行所述虚部相关信息的采样。

在一实施例中，所述输入信号为电流信号。

综上所述，本发明提供的信号测量的装置同时集成了电流测量电路和阻抗测量电路，降低了芯片成片，减少了芯片功耗。

附图说明

图1示出了根据本发明实施例的一种信号测量装置的结构示意图；

图2(a)和图2(b)示出了增加迟滞宽度的影响效果；

图3示出了根据本发明实施例的迟滞比较器的结构图；

图4示出了迟滞比较器仿真结果；

图5示出了测试平台的框图；

图6示出了测量得到的电流值；

图7示出了芯片阻抗测试结果。

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

本发明提供一种信号测量的装置，将电流测量和阻抗测量的电路集合成一个整体，节省了成本，降低了功耗。

在一实施例中，电流测量和阻抗测量电路集成在一个芯片当中。

请参看图1，图1示出了根据本发明实施例的一种信号测量装置的结构示意图。输入电流iin是经过生物检测目标对象后的电流，本发明的目的之一是测量该电流iin，另一个目的是通过该电流iin来计算出生物检测对象的阻抗。

如图1所示，信号测量装置可包括：运算放大器103、比较器104、采样电路105和电路选择开关s1、s0。

该装置还可包括第一元件组101、第二元件组102，第一元件组和第二元件组用于与运算放大器连接构成积分器或乘法器。本发明不限制积分器和乘法器的具体结构，也不限制第一元件组和第二元件组的具体结构。举例来说，第一元件组可以包括电容，第二元件组可以包括电容，例如，在乘法器工作过程中极性可变的电容。

电路选择开关可通过改变运算放大器与第一元件组、第二元件组之间的连接方式，使得运算放大器与第一元件组连接构成积分器，或者与第二元件组连接构成乘法器。

以下结合图1给出电路结构的示例。

在一个示例中，电路选择开关可包括开关s1和s0，其中开关s1与第一元件组101串联形成的支路连接运算放大器的正向输入端和输出端，开关s0与第二元件组102串联形成的支路连接运算放大器的正向输入端和输出端，运算放大器的反向输入端接参考信号vref。

在如图1所示，在一个示例中，在电路选择开关处于第一状态时，例如s1闭合，s0断开时，所述运算放大器的正向输入端通过第一元件组连接运算放大器的输出端，使得运算放大器与所述第一元件组构成积分器，在电路选择开关处于第二状态时，例如s0闭合，s1断开时，所述运算放大器的正向输入端通过第二元件组连接运放大器的输出端，使得运算放大器与第二元件组构成乘法器。

电路选择开关还可改变采样电路的电路连接方式，使得采样电路构成电流采样电路或阻抗采样电路。

如图1所示，在一个示例中，采样电路105可包括并联的两条支路，以及与并联后的支路串联的计数器1051，开关s1和s0分别串接在两条支路中。在电路选择开关处于第一状态时，例如s1闭合，s0断开时，采样电路105中s1所在支路形成短路，s0所在支路断开，构成电流采样电路。在电路选择开关处于第二状态时，例如s0闭合，s1断开时，采样电路105中s1所在支路断开，s0所在支路连通，形成阻抗采样电路。

由此，在所述电路选择开关s1、s0处于第一状态时，所述运算放大器103与所述第一元件组101构成积分器，所述采样电路105构成电流采样电路，所述积分器、所述比较器104和所述电流采样电路串联构成电流测量电路(虚线所示路径)。

所述电路选择开关s1、s0处于第二状态时，所述运算放大器103与所述第二元件组102构成乘法器，所述采样电路105构成阻抗采样电路，所述乘法器、所述比较器104和所述阻抗采样电路串联构成阻抗测量电路(实线所示路径)。

由此，根据本发明实施例提供的信号测量装置同时集成了电流测量电路和阻抗测量电路，积分器和乘法器共用了一个运算放大器，从而减小芯片尺寸，降低了芯片成片，减少了芯片功耗。

在一种可能的实现方式中，运算放大器的正向输入端还连接参考电流iref。在电路选择开关处于第一状态时，信号测量装置可构成∑-δadc。

不同架构的adc，例如∑-δadc，dual-slopeadc，管道adc等，都在商用电流计设备中用于读取直流电流。上述诸多架构中，仅仅∑-δadc和dual-slopeadc包含积分器模块，并且能够实现高精度的要求。然而，dual-slopeadc的架构决定了它需要很长的积分时间，才能达到高精度要求，这个缺陷极大限制了设备的测量速度。相反，由于∑-δadc使用了过采样技术，使其在确保高精度的同时也了实现了高速测量，其优势明显。为了读取fa级的电流，电流读取电路需要具有优越的过滤噪声能力。

在一种可能的实现方式中，所述比较器104为迟滞比较器。这种方式使得传统∑-δadc和迟滞比较器相结合的形成新架构，称为迟滞∑-δadc，此结构增强了电路的去噪能力。在处理小幅电流的情况下，迟滞比较器能减少了切换周期数。以下以这种结构为示例，说明本发明实施例的工作原理。

在电流测量模式下，使电路选择开关处于第一状态，信号测量装置构成电流测量电路，例如迟滞∑δadc。在电流测量模式下，假设输入电流的带宽远远低于采样频率。因此，时域分析可以简化为直流电流iin。由于流经生物检测对象的电流iin都非常小，会低至fa级，在进行电流测量时，首先令输入电流iin流经积分器，积分器的作用是对数值非常小的电流进行积分，进而使得电流达到能够测量的量级。

电流iin在经过积分器后，即进入比较器104，进行电流iin的采样，采样过后的电流iin即可由电流采样电路包含的计数器1051进行计数和电流值计算。

在电流测量时，假设输入电流的带宽远远低于采样频率。因此，时域分析可以简化为直流电流iin。

在每个时钟周期，积分器的输出电压vn(n＝1,…n)如下：

dn＝sign(vn-1+dn-1δ)(2)

其中，dn(dn∈(-1,+1))是比较器104的输出；tclk是时钟周期；iin是输入电流；iref是参考电流；cint是积分电容(第一电容)，δ是比较器的迟滞宽度。

在阻抗测量模式下，使电路选择开关处于第二状态，信号测量装置构成阻抗测量电路。由于阻抗中具有实部和虚部，在进行阻抗的测量时，利用乘法器代替积分器来提取电流iin中的实部和虚部。

为了提取实部的相关信息，基于锁相原理，把激励信号(为正弦波sin(ωt))和参考信号正弦波φ(与sin(ωt)同相)相乘。连续n个激励周期后，实部(realportion)的表达式为：

其中，激励信号的周期用tstim表示，其中，激励信号为待测样本的输入，iin为待测样本的输出，也就是说，激励信号经过待测样本后，得到iin。

类似的，当参考信号余弦波φ(cos(ωt))与激励信号相乘，计数器将包含虚部信息。连续n个激励周期后，虚部(imaginaryportion)的表达式为：

为了对上述实部和虚部进行采样，采样电路中开关s0所在支路可包含复数采样提取模块1052，在进行实部和虚部采样时，分别设置不同相位的采样信号。复数采样提取模块可采用相关技术实现。

在进行实部采样时，设置参考信号正弦波信号进行实部相关信息的采样。

在进行虚部采样时，设置参考信号余弦波信号进行虚部相关信息的采样。

然后再利用计数器1051对实部和虚部进行计数，即可得到实部和虚部的计算值。在得到复数形式的电流值后，即可根据输入电压计算出生物检测目标对象的阻抗。

其中，计数器1051是电流测量电路和阻抗测量电路所共用的，进一步降低了芯片的成本，减小了芯片的功耗。

由于在阻抗测量时，实部和虚部的提取需要按照上述操作进行，而在电流测量时，并不需要上述操作，同样利用开关来进行电流测量和阻抗测量的转换，开关s0闭合、s1断开时，进行实部、虚部采样，开关s0断开、s1闭合时即为电流测量模式。

经过实部和虚部采样的信号即可进入计数器103进行实部和虚部的计数和计算，进而得到复数形式的电流值。

在得到复数形式的电流值后，即可根据输入电压值计算出生物检测目标对象的阻抗。

可以看到，本发明实施例的信号测量装置同时将电流测量和阻抗测量融合在一起，降低了成本，减小了功耗。

在式(1)和式(2)中，比较器的迟滞宽度δ显著的影响电路的噪声性能。当迟滞宽度能够看出比较器输出的开关频率非常高，如图2(a)所示。而迟滞比较器能够改变迟滞宽度δ。

当增加迟滞宽度δ，可以明显的看出比较器的开关频率显著降低，如图2(b)所示。开关频率的降低将减少衬底噪声和提高积分器的线性，这些对于测量fa级微弱电流至关重要。

可见，这种传统∑-δadc和迟滞比较器相结合的新架构，增强了电路的去噪能力。在处理小幅电流的情况下，迟滞比较器能减少了切换周期数。迟滞比较器能够减低衬底噪声并能通过减少开关的操作来提高转换器的线性性。

请参看图3，图3示出了根据本公开实施例的迟滞比较器的结构图。本领域技术人员应理解，图3仅为示例，本公开不限制迟滞比较器的具体结构。

如图3所示，迟滞比较器的两个阈值由vbpr和vbnr控制。当vbpr等于vbnr，比较器的迟滞宽度为零，功能和普通的比较器一致。使用cadencespector软件对迟滞比较器在25℃，tt(typical-typical)条件下进行仿真，仿真结果如图4所示。仿真中，设置迟滞宽度δ为100mv。

在±10pa输入电流和100pa参考电流的测试情况下，对迟滞宽度δ＝0和迟滞宽度δ＝100mv的非线性(dnl)的芯片进行测试。测试结果表明，使用迟滞比较器，精度提高了一位。因此，弱电流读取方面，迟滞比较器可以明显提高测试电路的噪声特性。同样，由于开关频率显著下降，芯片的功耗也明显的降低了。芯片的性能参数在表1中列出。

表1芯片性能参数

为了验证电流测量和阻抗测量的功能，用本发明提供的测量电路来测量赫塞汀(herceptin)的浓度。赫塞汀是一种治疗乳腺癌的抗体药物。研究显示，赫塞汀可以降低早期her2-阳性乳腺癌50％的风险。由于赫塞汀的效果明显，因此，需要非常精准的检测病人体内的赫塞汀含量。本发明提供的芯片实现了电流计和阻抗计的功能，能够精准测量赫塞汀的含量。

首先，搭建测试平台，平台中包含用于附着ch-19(做为赫塞汀的生物探针)的电极、本发明提供的芯片、数据采集器(daq)和电脑(pc)。数据采集器生成用于循环伏安法(cv，cyclicvoltammetry)的三角波激励信号和用于电化学阻抗谱(eis，electrochemicalimpedancespectroscopy)的正弦波激励信号。同时，本发明提供的芯片的测量输出数据，也由数据采集器记录保存在电脑上。测试平台的框图如图5所示。

首先，循环伏安法在生物电化学中是一种常用的方法。在循环伏安法中，需要使用电流测量电路来测量生物电流的大小。为了验证本发明提供的芯片的电流测量功能，搭建了一个生物传感器系统。

试验中的电解质溶液为1m氯化钾和0.5mm铁氰化钾。循环伏安法的扫描率设定为100mv/s，测试在室温环境下进行。芯片配置为电流测量模式，测量在循环伏安法电化学变化过程中产生的直流电流。测量得到的电流值如图6所示。其中，图6中氧化/还原的峰值电流曲线表明，电极上附着的ch-19如预期，附着很好。

在进行阻抗测量时，理论上，表面阻抗和herceptin浓度成正比。为了验证芯片的阻抗测量模式，准备了浓度分别为0.001,0.01,and0.1pg/μl的赫塞汀，看实际测量得到的阻抗值是否和浓度成正比。测试结果如图7所示，本发明提供的芯片能够检测赫塞汀的精度到0.001pg/μl，而且保持了非常好的线性(r²＝0.9795)。

此外，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。