直流漏电检测装置及漏电检测装置的制作方法

本发明大致关于直流漏电检测装置及漏电检测装置，更详细地，关于可检测直流漏电电流的直流漏电检测装置及具有该直流漏电检测装置的漏电检测装置。

背景技术：

以往，具有直流漏电的检测机能的断开装置是已知的(例如，请参照专利文献1。专利文献1记载的断开装置具有：磁芯、绕组、励磁部、电流检测部、直流成分检测部、一对接点部及判定部。磁芯电磁地结合交流电流流过的一对导电路。绕组卷绕在磁芯上。励磁部供给交流的励磁电流至绕组。电流检测部检测流过绕组的电流。直流成分检测部从藉由电流检测部检测的电流检测直流成分的大小。一对接点部分别配置在一对导电路中。若藉由直流成分检测部检测的直流成分的大小超过临界值，判定部使一对接点部断开。判定部在停止供电状态下使一对接点部断开。

励磁部是使用运算放大器、2个电阻器及定电压源的正反馈的震荡电路。运算放大器是单电源驱动的运算放大器。由定电压源供给的直流电压的电压值为运算放大器的电源电压大约一半的电压。运算放大器的反相输入端子连接于绕组与电阻器(电流检测用电阻器)的连接点。电流检测部的输出电压(绕组与电流检测用电阻器的连接点的电压)输入至运算放大器的反相输入端子。藉由2个电阻器使运算放大器的输出电压与由定压电源供给的直流电压的差电压分压而得的临界电压输入至运算放大器的非反相输入端子。运算放大器的输出电压(励磁电压)根据电流检测部的输出电压(检测电压)与临界电压的大小关系切换电压电平。

电流检测部的输出电压(检测电压)与临界电压的比较精度及励磁电压的电压电平的精度低时，直流漏电电流的检测精度可能低。专利文献1的励磁部使用1个运算放大器，进行检测电压与临界电压的比较及励磁电压的输出。例如，若运算放大器的输入偏移电压大，检测电压到达临界电压的时间与运算放大器的输出电压的电压电平切换的时间错开。即，若运算放大器的输入偏移电压变大，则检测电压与临界电压的比较精度降低。此外，若运算放大器具有的高侧开关与低侧开关的导通电阻变大，则励磁电压的电压电平与电源电压或接地电位的差变大，且以定电压源的输出电压为基准，励磁电压及临界电压的大小变小。即，若运算放大器具有的高侧开关与低侧开关的导通电阻变大，则励磁电压的电压电平的精度降低。

因此，为提高直流的漏电电流的检测精度，励磁部必须具有检测电压与临界电压的比较的精度及励磁电压的电压电平的精度两者都高的高性能运算放大器。因此，构成励磁部的部件的选择自由度低。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开wo2016/170731

技术实现要素：

本发明的目的在于提供可使构成励磁部的部件的选择自由度提高的直流漏电检测装置及漏电检测装置。

本发明的一态样的直流漏电检测装置具有：芯、励磁线圈、电流检测用电阻器、励磁部及直流成分检测部。多个导体可通过前述芯。前述励磁线圈卷绕在前述芯上。前述电流检测用电阻器将流过前述励磁线圈的电流转换成检测电压。前述励磁部将电压电平在比基准电压值高的高电压值与比前述基准电压值低的低电压值间交替地变化的励磁电压施加至前述励磁线圈。前述直流成分检测部输出与前述检测电压的直流成分大小相对应的直流检测信号。前述励磁部具有比较电路及电压切换电路。前述比较电路根据前述检测电压与临界电压的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平间切换的比较信号。前述电压切换电路根据前述比较信号的电压电平，在前述高电压值与前述低电压值间切换前述励磁电压的电压电平。

本发明的一态样的漏电检测装置具有：上述直流漏电检测装置；交流漏电检测装置，其检测交流漏电电流；及逻辑或电路，其计算由前述交流漏电检测装置输出的第一输出信号与由前述直流漏电检测装置输出的第二输出信号的逻辑或。

附图说明

图1是本发明一实施形态的具有直流漏电检测装置的漏电检测装置的概略电路图。

图2a是上述直流漏电检测装置的检测电压的波形图。图2b是上述直流漏电检测装置的比较信号的波形图。图2c是上述直流漏电检测装置的励磁电压的波形图。

图3是上述直流漏电检测装置的励磁电流的波形图。

图4是本发明一实施形态的变形例的具有直流漏电检测装置的漏电检测装置的概略电路图。

具体实施方式

以下，依据图式说明本发明的实施形态。但是，以下说明的实施形态只不过是本发明各种实施形态中的一种。只要可达成本发明的目的，下述实施形态可因应设计等进行各种变更。

(实施形态)

以下，依据图1至3说明本实施形态的直流漏电检测装置2及具有直流漏电检测装置2的漏电检测装置100。

漏电检测装置100可用于例如使电动车的充电电池充电的充电控制单元等。电动车是例如电动汽车、油电混合汽车等。充电控制单元具有：充电控制器、充电电缆、充电连接器(供电插头)、电源电缆及电源插头。充电控制器设置在电源电缆的一端与充电电缆的一端间，并控制由外部交流电源(例如，商用电源)对电动车的充电电池的充电。在此，电动车具有将由交流电源供给的交流电转换成直流电并使充电电池充电的直流电源装置。充电电缆是电性连接充电控制器与电动车的充电电池的电缆。充电连接器设于充电电缆的另一端并可分离地连接于电动车的充电入口(充电端口)。电源电缆是电性连接充电控制器与交流电源的电缆。电源插头设于电源电缆的另一端并可分离地连接于插座(outlet)。充电控制器具有壳体及设置在收纳于壳体内的印刷配线板上的ccid(充电电路中断装置(chargecircuitinterruptdevice))。在充电控制单元中，从充电控制器的壳体引出电源电缆及充电电缆。充电控制器依据通过充电电缆输入的控制引示信号(controlpilotsignal)检测充电电缆与电动车的连接状态、充电电池的充电状态等。

充电控制器的壳体内设有电性连接上述电源电缆及充电电缆的多个(例如2个)线状的导体4(请参照图1)。因此，在充电控制单元中，由交流电源供给至电动车的直流电源装置的交流电流流动通过电源电缆、多个导体4及充电电缆。

漏电检测装置100例如构成上述ccid的一部分并安装在上述印刷配线板上。

漏电检测装置100具有：交流漏电检测装置1，其检测多个(例如，2个)导体4的交流漏电电流；直流漏电检测装置2，其检测多个导体4的直流漏电电流；及逻辑或电路3。交流漏电检测装置1根据交流漏电电流的检测结果，输出信号电平在低电平与高电平间切换的第一输出信号。第一输出信号的信号电平在交流漏电检测装置1中未检出交流漏电电流时为低电平。此外，第一输出信号的信号电平在交流漏电检测装置1中检出交流漏电电流时为高电平。直流漏电检测装置2根据直流漏电电流的检测结果，输出信号电平在低电平与高电平间切换的第二输出信号。第二输出信号的信号电平在直流漏电检测装置2中未检出直流漏电电流时为低电平。此外，第二输出信号的信号电平在直流漏电检测装置2中检出直流漏电电流时为高电平。逻辑或电路3计算由交流漏电检测装置1输出的第一输出信号与由直流漏电检测装置2输出的第二输出信号的逻辑或。因此，第一输出信号与第二输出信号两者都是低电平时，逻辑或电路3的输出信号为低电平。此外，第一输出信号及第二输出信号中的至少一者为高电平时，逻辑或电路3的输出信号为高电平。

交流漏电检测装置1具有：第一芯11、二次线圈12、电流检测部13、修正部14及第一判定部16。

多个导体4可通过第一芯11。举例而言，第一芯11的形状为环状。在此，第一芯11是例如卷磁芯。卷磁芯是条状(带状)磁性构件卷成卷状而形成。磁性构件宜由软磁性材料形成。在此，软磁性材料是例如高导磁合金。

第一芯11收纳在具有电绝缘性的第一芯壳体中。举例而言，第一芯壳体的形状为中空环状。第一芯壳体的材料宜为非磁性材料。在此，非磁性材料是例如pbt(聚对苯二甲酸丁二酯(polybutyleneterephthalate))或pp(聚丙烯(polypropylene))等。

二次线圈12是由卷绕在第一芯11上的铜线构成。在此，构成二次线圈12的铜线卷绕在收纳第一芯11的第一芯壳体上。换言之，构成二次线圈12的铜线经由第一芯壳体卷绕在第一芯11上。

交流漏电检测装置1中包含第一芯11及二次线圈12的第一电流变换器10是检测通入第一芯11的多个导体4的零相电流的零相电流变换器。

电流检测部13输出与流过二次线圈12的交流电流的振幅相对应的信号电平的第一电压信号。电流检测部13例如藉由连接在二次线圈12的两端间的电流检测用电阻器构成。在此，电流检测部13将流过二次线圈12的交流电流转换成第一电压信号。

此外，关于ccid中的交流漏电的漏电判定临界值，考虑频率对人体影响的差异，宜设定为例如漏电频率越高则值越大。在交流漏电检测装置1中，在电流检测部13与第一判定部16间设置修正部14，使得用于在第一判定部16中判定有无交流漏电的第一临界值v1不需要根据漏电频率改变。修正部14被配置成随着由电流检测部13输出的第一电压信号的频率高于预定频率(例如，100hz)，使第一电压信号的信号电平降低而输出修正第一电压信号。简言之，修正部14是根据频率对第一电压信号进行加权来进行修正。修正部14是例如设置在电流检测部13与第一判定部16间的低通滤波器。

第一判定部16根据由修正部1号4输出的修正第一电压信与第一临界值v1的大小关系，输出信号电平在高电平与低电平间切换的第一输出信号。简言之，第一判定部16是比较由修正部14输出的修正第一电压信号与预先设定的第一临界值v1并判定修正第一电压信号是否超过第一临界值v1的判定电路。第一判定部16可例如使用比较器等构成。

第一判定部16在由修正部14输出的修正第一电压信号的信号电平超过第一临界值v1时，第一输出信号的信号电平由低电平变化成高电平。在此，在交流漏电检测装置1中，虽然在第一判定部16中使用的第一临界值v1不论漏电频率为何均为一定，但藉由设置修正部14，可实质地等同于将第一临界值v1设定为漏电频率越高则越大的值。换言之，交流漏电检测装置1设定修正部14的频率-增益特性，使交流漏电电流的频率越高，在第一判定部16中使用的第一临界值v1疑似越大。

直流漏电检测装置2是通量闸(fluxgate)方式的电流感测器。在此，直流漏电检测装置2具有：第二芯21、励磁线圈22、励磁部23、电流检测用电阻器24、直流成分检测部25、第二判定部26及低通滤波器27。

多个导体4可通过第二芯21。举例而言，第二芯21的形状为环状。第二芯21是例如卷磁芯。卷磁芯是条状磁性构件卷成卷状而形成。磁性构件宜由软磁性材料形成。在此，软磁性材料是例如高导磁合金。直流漏电检测装置2宜采用例如导磁率比硅钢板高的高导磁合金作为第二芯21的材质。

第二芯21收纳在具有电绝缘性的第二芯壳体中。举例而言，第二芯壳体的形状为中空环状。第二芯壳体的材料宜为非磁性材料。在此，非磁性材料是例如pbt或pp等。

励磁线圈22是由卷绕在第二芯21上的铜线构成。在此，构成励磁线圈22的铜线卷绕在收纳第二芯21的第二芯壳体上。换言之，构成励磁线圈22的铜线经由第二芯壳体卷绕在第二芯21上。

直流漏电检测装置2中包含第二芯21及励磁线圈22的第二电流变换器20是用以检测通入第二芯21的多个导体4的直流漏电电流的直流电流变换器。

在直流漏电检测装置2中，电流检测用电阻器24串联连接于励磁线圈22。因此，流过励磁线圈22的电流藉由电流检测用电阻器24转换成电压(以下，亦称为“检测电压vd”)。换言之，电流检测用电阻器24将流过励磁线圈22的电流转换成检测电压vd来输出。检测电压vd是以接地电位为基准的励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的电位。检测电压vd的大小与流过励磁线圈22的电流的大小成正比。

励磁线圈22的一端(第一端)连接于励磁部23的输出端。励磁线圈22的另一(第二端)连接于电流检测用电阻器24。此外，励磁线圈22的第二端经由低通滤波器27的电阻器272连接于励磁部23的输入端。

励磁部23是正反馈的震荡电路，且配置成藉由进行震荡动作来施加交流的励磁电压至励磁线圈22。以下，励磁电压的频率称为励磁频率。励磁电压是例如，如图2c所示地，电压电平在比基准电压值vr高的第一高电压值vh1与比基准电压值vr低的第一低电压值vl1间交替地变化的矩形波电压。励磁部23依据电流检测用电阻器24输出的检测电压vd与临界电压vth的比较结果，使励磁电压的电压电平在第一高电压值vh1与第一低电压值vl1之间交替地变化。励磁部23藉由施加励磁电压至励磁线圈22，供给交流的励磁电流至励磁线圈22。励磁电压的电压值(第一高电压值vh1、第一低电压值vl1)及基准电压值vr设定为使第二芯21磁饱和。励磁频率是例如大约200hz至300hz。

具体而言，励磁部23具有：比较电路231、电压切换电路232、基准电压产生部233、电阻器234及电阻器235。

比较电路231具有运算放大器2310，且配置成根据检测电压vd与临界电压vth的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平间切换的比较信号。运算放大器2310是可单电源驱动的运算放大器，且电性连接于控制电源230及接地端。运算放大器2310是藉由控制电源230施加电源电压来动作。电源电压的电压值va(以下，称为“电源电压值va”)是例如5v。接地的电位是0v。

运算放大器2310具有一对输入端子(反相输入端子、非反相输入端子)。运算放大器2310的反相输入端子经由低通滤波器27的电阻器272连接于励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点，且输入检测电压vd。运算放大器2310的非反相输入端子连接于串联连接在电压切换电路232的输出端与基准电压产生部233的输出端间的电阻器234与电阻器235的连接点，且输入临界电压vth。

运算放大器2310具有串联连接在控制电源230与接地端间的高侧开关及低侧开关，且高侧开关与低侧开关的连接点连接于输出端子。运算放大器2310根据检测电压vd与临界电压vth的比较结果，只导通高侧开关及低侧开关中的一者，藉此在高电平与低电平间切换比较信号的电压电平。以下，比较信号的电压电平为高电平时的比较信号的电压值称为第二高电压值vh2。此外，比较信号的电压电平为低电平时的比较信号的电压值称为第二低电压值vl2。运算放大器2310的输出端子连接于电压切换电路232，且运算放大器2310输出比较信号至电压切换电路232。

运算放大器2310是输入偏移电压比较小的运算放大器。运算放大器2310的输入偏移电压宜为10mv以下，且5mv以下较佳，而2mv以下更佳。运算放大器2310可用例如新日本无线股份有限公司的cmos运算放大器的nju77701(商品名)构成。此外，比较电路231亦可具有比较器来取代运算放大器2310。

电压切换电路232是配置成根据比较信号的电压电平在第一高电压值vh1与第一低电压值vl1间切换励磁电压的电压电平。电压切换电路232具有根据输入电压的电压电平切换输出电压的电压电平的模拟开关2320。模拟开关2320具有：输入端子2321、电源端子2322、接地端子2323及输出端子2324。模拟开关2320是藉由控制电源230施加电源电压来动作。

输入端子2321连接于比较电路231(运算放大器2310)的输出端子。输出端子2324连接于励磁线圈22的第一端。此外，输出端子2324经由电阻器235及电阻器234的串联电路连接于基准电压产生部233的输出端。电源端子2322连接于控制电源230。接地端子2323接地。

模拟开关2320具有串联连接在电源端子2322与接地端子2323间的高侧开关2325及低侧开关2326。高侧开关2325是p通道的增强型mosfet，且低侧开关2326是n通道的增强型mosfet。高侧开关2325的源极端子连接于电源端子2322。低侧开关2326的源极端子连接于接地端子2323。高侧开关2325的漏极端子与低侧开关2326的漏极端子连接，且高侧开关2325的漏极端子与低侧开关2326的漏极端子的连接点连接于输出端子2324。此外，高侧开关2325的栅极端子与低侧开关2326的栅极端子连接。

另外，模拟开关2320具有控制高侧开关2325及低侧开关2326的控制电路2327。控制电路2327连接于输入端子2321。此外，控制电路2327连接于高侧开关2325的栅极端子及低侧开关2326的栅极端子。控制电路2327依据比较信号的电压电平，控制高侧开关2325及低侧开关2326的栅极电压。若输入电压超过比第二低电压值vl2大的第一临界值(例如，2v)，控制电路2327判断为比较信号的电压电平由低电平变化成高电平。另外，若输入电压低于比第二高电压值vh2小的第二临界值(例如，0.8v)，控制电路2327判断为比较信号的电压电平由高电平变化成低电平。

在比较信号的电压电平为高电平时，控制电路2327控制高侧开关2325及低侧开关2326的栅极电压，使高侧开关2325导通且使低侧开关2326断开。藉此，控制电源230及输出端子2324经由高侧开关2325电性连接，且励磁电压的电压电平为第一高电压值vh1。

此外，在比较信号的电压电平为低电平时，控制电路2327控制高侧开关2325及低侧开关2326的栅极电压，使高侧开关2325断开且使低侧开关2326导通。藉此，输出端子2324及接地端经由低侧开关2326电性连接，且励磁电压的电压电平为第一低电压值vl1。

模拟开关2320宜为高侧开关2325及低侧开关2326的导通电阻小的模拟开关。模拟开关2320的高侧开关2325及低侧开关2326的导通电阻宜为5ω以下。模拟开关2320的高侧开关2325的导通电阻及低侧开关2326的导通电阻的差越小越好。模拟开关2320可用例如新日本无线股份有限公司的栅极驱动器的njw4841-t1(商品名)构成。此外，模拟开关2320亦可用栅极驱动器以外的任何元件构成。

基准电压产生部233是定电压电路，且输出电压值为基准电压值vr的基准电压。基准电压值vr是控制电源230输出的电源电压的电源电压值va大约一半的值。即，电源电压值va是5v时，基准电压值vr是2.5v。

基准电压产生部233的输出端经由电阻器234与电阻器235的串联电路连接于电压切换电路232(模拟开关2320)的输出端子2324。将藉由2个电阻器234、235对由电压切换电路232输出的励磁电压的电压电平与基准电压值vr的差电压进行电阻分压而得的电压值作为临界电压vth，输入至运算放大器2310的非反相输入端子。如上所述地，励磁电压的电压电平在比基准电压值vr高的第一高电压值vh1与比基准电压值vr低的第一低电压值vl1间交替地变化。因此，临界电压vth的电压值根据励磁电压的电压电平的变化，交替地变化成比基准电压值vr高的值及比基准电压值vr低的值(请参照图2a的双点虚线a2)。即，临界电压vth的电压值在励磁电压的电压电平是第一高电压值vh1时为比基准电压值vr高的值，且在励磁电压的电压电平是第一低电压值vl1时为比基准电压值vr低的值。

此外，基准电压产生部233的输出端经由电流检测用电阻器24连接于励磁线圈22的第二端。因此，励磁电压的电压电平是比基准电压值vr高的第一高电压值vh1时，电流由电压切换电路232通过励磁线圈22、电流检测用电阻器24流向基准电压产生部233。另外，励磁电压的电压电平是比基准电压值vr低的第一低电压值vl1时，电流由基准电压产生部233通过电流检测用电阻器24、励磁线圈22流向电压切换电路232。

藉由电流检测用电阻器24转换的检测电压vd输入运算放大器2310的反相输入端子。检测电压vd的电压值为与励磁电流成正比的值。直流的漏电电流未流过导体4时，励磁电流的电流波形呈正负大致对称的形状。因此，检测电压vd的电压波形呈以基准电压值vr为基准的大致对称形状(请参照图2a的实线a3)。另一方面，直流的漏电电流流过导体4时，由于直流的漏电电流的磁场，励磁电流的电流波形呈正负非对称的形状(请参照图3)。即，直流的漏电电流流过导体4时，在检测电压vd中产生直流成分。在说明逻辑或电路3后，更详细地说明励磁部23的动作及励磁电流的变化。

直流成分检测部25输出与检测电压vd的直流成分的大小相对应的直流检测信号(以下，亦称为“第二电压信号”)。换言之，直流成分检测部25输出第二电压信号，且该第二电压信号具有与流过导体4的漏电电流直流成分成正比的电压电平。因此，直流成分检测部25的输出电压是与藉由电流检测用电阻器24检出的电流值包含的直流成分的大小成正比的电压。

直流成分检测部25包含积分电路250及反馈电阻器251。积分电路250包含：运算放大器2501；电阻器2502，其一端连接于运算放大器2501的反相输入端子；及电容器2503，其连接在运算放大器2501的反相输入端子与输出端子之间。积分电路250配置成使基准电压值vr的基准电压输入至运算放大器2501的非反相输入端子，且使藉由电流检测用电阻器24转换的检测电压vd经由电阻器2502输入至运算放大器2501的反相输入端子。反馈电阻器251连接在积分电路250的输出端与电阻器2502的另一端间。

第二判定部26根据由直流成分检测部25输出的第二电压信号与第二临界值v2的大小关系，输出信号电平在高电平与低电平间切换的第二输出信号。第二判定部26具有使用比较器等的比较电路。在第二判定部26中，由直流成分检测部25输出的第二电压信号超过第二临界值v2时，第二输出信号的信号电平由低电平变化成高电平。

低通滤波器27具有电容器271、电阻器272及电容器273。在此，低通滤波器27的电阻器272的一端连接于励磁线圈22，且电阻器272的另一端连接于励磁部23的输入端。简言之，低通滤波器27在励磁部23中连接励磁线圈22与电流检测用电阻器24的连接点的输入端与励磁线圈22之间设置电阻器272。此外，在低通滤波器27中，电容器271的一端连接于励磁线圈22与电阻器272的连接点，且电容器271的另一端接地。另外，在低通滤波器27中，电容器273的一端连接于电阻器272与励磁部23的输入端的连接点，且电容器273的一端接地。藉此，从励磁线圈22流过低通滤波器27的电流的高频成分(比截止频率高的频率成分)流过电容器271或电容器273。

逻辑或电路3是计算由交流漏电检测装置1输出的第一输出信号与由直流漏电检测装置2输出的第二输出信号的逻辑或的逻辑电路。因此，在漏电检测装置100中，若由交流漏电检测装置1输出的第一输出信号与由直流漏电检测装置2输出的第二输出信号两者均为低电平，逻辑或电路3的输出信号为低电平。此外，在漏电检测装置100中，若由交流漏电检测装置1输出的第一输出信号及由直流漏电检测装置2输出的第二输出信号中的一者为高电平，逻辑或电路3的输出信号为高电平。

上述ccid配置成例如在由逻辑或电路3输入高电平的输出信号时，中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。藉此，ccid可在产生漏电等的异常时，中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。若逻辑或电路3的输出信号为低电平，ccid不中断由交流电源对直流电源装置的电力供给。

以下，参照图2、3详细地说明励磁部23的动作。在图2a中，用单点虚线a1显示模拟开关2320(电压切换电路232)输出的励磁电压的波形。此外，在图2a中，用双点虚线a2显示输入至运算放大器2310的非反相输入端子的临界电压vth的波形。在图2b中，用实线b0显示运算放大器2310(比较电路231)输出的比较信号的波形。在图2c中，用实线c1显示模拟开关2320(电压切换电路232)输出的励磁电压的波形。在图3中，用实线d3显示直流的漏电电流流过导体4时的励磁电流的波形。

在直流漏电检测装置2中，第二芯21在励磁电压每半周期处达到磁饱和。因此，在励磁电流的波形(在图2a中，使用通过转换励磁电流获得的检测电压vd的波形来表示)中，每半周期地呈现急剧的电流脉冲波形。设励磁频率为fe时，励磁电流(励磁电压)的周期te是1/fe。

直流的漏电电流未流过导体4时，急剧的电流脉冲波形按励磁电压周期的二分之一周期呈现。直流的漏电电流未流过导体4时，在励磁电流的1周期的波形中，如果使励磁电流极性为正时的波形的相位只偏移π[rad]，则励磁电流极性为正时的波形与励磁电流极性为负时的波形理想地大致对称。虽然励磁线圈22的阻抗是由励磁线圈22的电阻、电感、电容及角频率决定的，但因为电感与比导磁率成正比，所以当第二芯21磁饱和时，励磁线圈22的阻抗急剧地减少。简言之，在直流漏电检测装置2中，因为在第二芯21磁饱和时，励磁线圈22的阻抗急剧地减少，所以流过励磁线圈22的电流急剧地增加。

流过励磁线圈22的电流藉由电流检测用电阻器24转换成检测电压vd。运算放大器2310比较检测电压vd及临界电压vth，且在检测电压vd到达临界电压vth时，使比较信号的电压电平在高电平与低电平间变化(请参照图2b)。运算放大器2310是输入偏移电压比较小的运算放大器。因此，运算放大器2310可在与检测电压vd到达临界电压vth的时间大致相同的时间切换比较信号的电压电平。因此，可以说比较电路231(运算放大器2310)具有比较高的检测电压vd与临界电压vth的比较精度。此外，由于电压因运算放大器2310具有的高侧开关的导通电阻而下降，因此比较信号的电压电平为高电平时的第二高电压值vh2是比电源电压值va低的值。另外，由于电压因运算放大器2310具有的低侧开关的导通电阻而上升，因此比较信号的电压电平为低电平时的第二低电压值vl2是比接地电位(0v)高的值。

比较信号的电压电平变化时，模拟开关2320在第一高电压值vh1与第一低电压值vl1之间切换励磁电压的电压电平(请参照图2c)。理想地，励磁电压的电压电平宜为第一高电压值vh1与电源电压值va一致且第一低电压值vl1与接地电位一致。但是，实际上，由于电压因高侧开关2325的导通电阻而下降，第一高电压值vh1为比电源电压值va低的值。此外，由于电压因低侧开关2326的导通电阻而上升，第一低电压值vl1为比接地电位(0v)高的值。换言之，低侧开关2326的两端电压(漏极-源极间电压)的值为第一低电压值vl1。

在此，模拟开关2320具有的高侧开关2325的导通电阻的电阻值比运算放大器2310具有的高侧开关的导通电阻的电阻值小。因此，电源电压值va与第一高电压值vh1的第一差vx1比电源电压值va与第二高电压值vh2的第二差vx2小(即vx1<vx2)。换言之，第一高电压值vh1是比第二高电压值vh2大的值(vh1>vh2)。此外，模拟开关2320具有的低侧开关2326的导通电阻的电阻值比运算放大器2310具有的低侧开关的导通电阻的电阻值小。因此，第一低电压值vl1是比第二低电压值vl2小的值(即vl1<vl2)。即，在电压切换电路232(模拟开关2320)输出的励磁电压中，第一高电压值vh1与电源电压值va的差(第一差vx1)及第一低电压值vl1与接地电位的差比较小。因此，可以说电压切换电路232(模拟开关2320)是励磁电压的电压电平的精度比较高。藉此，励磁电压及临界电压的电压波形是以基准电压值vr为基准呈大致对称形状(请参照图2a、图2c)。

此外，在运算放大器2310输出的比较信号的电压电平超过比第二低电压值vl2大的第一临界值时，模拟开关2320将励磁电压的电压电平设为第一高电压值vh1。在运算放大器2310输出的比较信号的电压电平低于比第二高电压值vh2小的第一临界值时，模拟开关2320将励磁电压的电压电平设为第一低电压值vl1。因此，即使运算放大器2310输出的比较信号的信号电平与电源电压值va及接地电位的差大，对励磁电压的电压电平精度的影响亦小。

如此，在励磁部23中，当检测电压vd达到临界电压vth时，比较信号的电压电平在大致相同的时间变化，且由于比较信号的电压电平的变化，励磁电压的极性以基准电压值vr为基准反转。因此励磁电流为非正弦波的交流电流。

直流的漏电电流未流过导体4时，励磁电流的电流波形呈正负大致对称的形状。因此，检测电压vd的电压波形呈以基准电压值vr为基准的大致对称形状(请参照图2a的实线a3)。在直流的漏电电流未流过导体4的状态中，励磁电流包含的直流成分为零。

另一方面，在直流的漏电电流流过导体4时，由于直流的漏电电流的磁场，励磁电流的电流波形呈正负非对称的形状(请参照图3)。在图3所示的例子中，励磁电流为正向时，藉由直流的漏电电流产生的磁通的方向与藉由励磁电流产生的磁通的方向相同。因此，在直流的漏电电流流过导体4时，相较于直流的漏电电流未流过导体4时，励磁线圈22磁饱和的时间(换言之，励磁电流饱和的时间)较早。此外，在图3所示的例子中，励磁电流为负向时，藉由直流的漏电电流产生的磁通的方向与藉由励磁电流产生的磁通的方向相反。因此，在直流的漏电电流流过导体4时，相较于直流的漏电电流未流过导体4时，励磁线圈22磁饱和的时间较迟。在直流的漏电电流流过导体4的状态中，在励磁电流中产生直流成分，且在与励磁电流成正比的检测电压vd中亦产生直流成分。上述直流的漏电电流例如从直流电源装置经由交流电源的接地点流至导体4。在直流的漏电电流流过导体4的状态中，若观察励磁电流的1周期，励磁电流的正负电流波形是以零交叉点为基准呈非对称的形状。

接着，说明本实施形态的直流漏电检测装置2的变形例。

直流漏电检测装置2亦可，如图4所示地，具有包括例如使用运算放大器2551的低通滤波器510的直流成分检测部25a来取代直流成分检测部25。

直流成分检测部25a具有：运算放大器2551；2个电阻器2552、2553；及电容器2554。在直流成分检测部25a中，运算放大器2551的非反相输入端子连接于基准电压产生部233。藉此，在直流成分检测部25a中，基准电压值vr的基准电压输入至运算放大器2551的非反相输入端子。此外，在直流成分检测部25a中，运算放大器2551的反相输入端子经由电阻器2552连接于电流检测用电阻器24与励磁线圈22的连接点。藉此，在直流成分检测部25a中，藉由电流检测用电阻器24转换的电压经由电阻器2552输入至运算放大器2551的反相输入端子。在直流成分检测部25a中，电阻器2553及电容器2554的并联电路连接在运算放大器2551的输出端子与反相输入端子之间。

直流成分检测部25a藉由使检测电压vd包含的高频成分衰减，输出检测电压vd包含的直流成分至第二判定部26。在此，由直流成分检测部25a输出的电压信号为与流过导体4的直流漏电电流的大小成正比的电压值。

此外，施加至模拟开关2320的电源电压虽然是正电源电压值va(例如，5v)，但不限于此结构，亦可为负电源电压值(例如，-5v)。在此情形中，第一高电压值vh1为大约0v，第一低电压值vl1为大约-5v，且基准电压值vr为-2.5v。另外，施加至模拟开关2320的电源电压可为正电源电压值(例如，3.3v)及负电源电压值(例如，-3.3v)。在此情形中，第一高电压值vh1为大约3.3v，第一低电压值vl1为大约-3.3v，且基准电压值vr为0v。

此外，模拟开关2320及运算放大器2310虽然由通用的控制电源230施加电源电压，但亦可由互不相同的电源施加电源电压。另外，施加至模拟开关2320的电源电压的电压值及施加至运算放大器2310的电源电压的电压值可为互不相同的值。

如以上说明地，第一态样的直流漏电检测装置2具有：第二芯21(芯)、励磁线圈22、电流检测用电阻器24、励磁部23及直流成分检测部25(25a)。多个导体4可通过第二芯21。励磁线圈22卷绕在第二芯21上。电流检测用电阻器24将流过励磁线圈22的电流转换成检测电压vd。励磁部23施加励磁电压至励磁线圈22，该励磁电压的电压电平在比基准电压值vr高的第一高电压值vh1与比基准电压值vr低的第一低电压值vl1间交替地变化。直流成分检测部25(25a)输出与检测电压vd的直流成分的大小相对应的直流检测信号。励磁部23具有比较电路231及电压切换电路232。比较电路231根据检测电压vd与临界电压vth的大小关系，输出电压电平在高电平与低电平间切换的比较信号。电压切换电路根据比较信号的电压电平在第一高电压值vh1与第一低电压值vl1间切换励磁电压的电压电平。

藉由上述结构，直流漏电检测装置2进行检测电压vd与临界电压vth的比较，且电压切换电路232进行励磁电压的电压电平的切换。因此，可以至少检测电压vd与临界电压vth的比较精度高的方式构成比较电路231，且可以至少励磁电压的电压电平精度高的方式构成电压切换电路232，藉此可使直流的漏电电流的检测精度提高。因此，直流漏电检测装置2可使构成励磁部23的部件的选择自由度提高。此外，直流漏电检测装置2藉由提高构成励磁部23的部件的选择自由度，可使构成励磁部23的部件的成本减少。

另外，直流漏电检测装置2在ccid中采用时，因为亦假设在屋外使用，所以动作温度范围宜大。在直流漏电检测装置2的励磁部23中，比较电路231至少需要高精度进行检测电压vd与临界电压vth的比较，且电压切换电路232至少需要具有高精度的励磁电压的电压电平。因此，直流漏电检测装置2可应对大的动作温度范围。

在宜与第一态样结合的第二态样的直流漏电检测装置2中，比较电路231是运算放大器2310或比较器，且检测电压vd输入至一对输入端子(反相输入端子、非反相输入端子)中的一输入端子，而临界电压vth输入至另一输入端子。电压切换电路232宜为模拟开关2320，且被输入比较信号。

藉由上述结构，直流漏电检测装置2可藉由简单的结构来实现检测电压vd与临界电压vth的比较的精度高的比较电路231及励磁电压的电压电平的精度高的电压切换电路232。

在宜与第二态样结合的第三态样的直流漏电检测装置2中，比较电路231及电压切换电路232分别电性连接于控制电源230及接地端，且由控制电源230施加电源电压。模拟开关2320宜具有：高侧开关2325，其电性连接在控制电源230与输出端子2324之间；及低侧开关2326，其电性连接于接地端与输出端子2324之间。第一高电压值vh1与电源电压的电源电压值va的第一差vx1宜比作为比较信号为高电平时的比较信号的电压值的第二高电压值vh2与电源电压的电源电压值va的第二差vx2小。第一低电压值vl1宜比作为比较信号为低电平时的比较信号的电压值的第二低电压值vl2小。

藉由上述结构，直流漏电检测装置2可使励磁电压的电压电平的精度提高，因此可使直流的漏电电流的检测精度提高。

在宜与第一至第三态样中的任一态样结合的第四态样的直流漏电检测装置2中，直流成分检测部25a包含低通滤波器510。

藉由上述结构，直流漏电检测装置2可藉由简单的结构来实现直流成分检测部25a。

在宜与第一至第三态样中的任一态样结合的第五态样的直流漏电检测装置2中，直流成分检测部25包含：具有运算放大器2501的积分电路250；及反馈电阻器251。

藉由上述结构，直流漏电检测装置2可与第二芯21的个体变化或温度特性无关地使直流成分检测部25的输出电平稳定。

第六态样的漏电检测装置100具有：第一至第五态样中的任一态样的直流漏电检测装置2；检测交流漏电电流的交流漏电检测装置1；及逻辑或电路3。逻辑或电路3计算由交流漏电检测装置1输出的第一输出信号与由直流漏电检测装置2输出的第二输出信号的逻辑或。

藉由上述结构，漏电检测装置100可使构成直流漏电检测装置2中的励磁部23的部件的选择自由度提高。此外，漏电检测装置100可检测导体4的直流漏电及交流漏电两者。

此外，图1中的交流漏电检测装置1的结构只是一例，且当然亦可藉由除此以外的结构实现。另外，直流漏电检测装置2当然亦可为不包含低通滤波器27的结构。

符号的说明

100漏电检测装置

1交流漏电检测装置

2直流漏电检测装置

21第二芯(芯)

22励磁线圈

23励磁部

230控制电源

231比较电路

2310运算放大器

232电压切换电路

2320模拟开关

2324输出端子

2325高侧开关

2326低侧开关

24电流检测用电阻器

25、25a直流成分检测部

250积分电路

2501运算放大器

251反馈电阻器

510低通滤波器

3逻辑或电路

4导体

vr基准电压

vh1第一高电压值(高电压值)

vl1第一低电压值(低电压值)

vh2第二高电压值

vl2第二低电压值

vx1第一差

vx2第二差