一种基于矢量水听器阵列的UUV移动水声通信技术的制作方法

本发明属于水下移动通信技术领域，具体涉及一种基于矢量水听器阵列的uuv移动水声通信技术。

背景技术：

尽管卫星遥感可以获取大量的海洋观测数据，但其无法深入到海面以下。为了感知海洋内部的时空变化，无人潜航器(unmannedunderwatervehicle,uuv)等多种海洋观测技术得到了快速发展。uuv可以搭载多种传感器获取水下环境数据，并通过水声通信技术将数据回传到水面母船。然而水声信道被认为是最为困难的无线通信信道，为了克服水声信道的严重多途扩展和快速衰落，通常需要采用大尺度的接收阵列来取得满意的通信性能，这对于uuv等小型平台来说几乎是不可实现的。另一方面，uuv移动通信过程中会产生多普勒效应，使得接收信号畸变，因此需要对多普勒进行估计和补偿。为此，本文探索利用小尺度的矢量水听器阵列实现uuv稳健水声通信的方法，并联合分数阶傅里叶变换(fractionalfouriertransform,frft)实现多普勒的估计和补偿。

矢量水听器能同时测量声场中的声压标量和三个正交方向的质点振速矢量，提供了更多的信号处理手段。20世纪90年代后期开始逐步成为水声界研究的热点，基于单矢量水听器的指向性设计、声强检测、多目标分辨，以及基于矢量阵的空间高分辨率技术的研究成果，为水声信号处理能力的提高提供了新的思路。近年来，矢量水听器也逐渐被应用于水声通信领域。aliabdi对矢量水声信道以及矢量水声通信进行了深入的研究，海试结果显示单矢量水听器即可取得与4元声压水听器阵列相近的效果。aijunsong对基于矢量水听器阵列的水声通信技术开展了研究，不同通信距离试验数据处理结果均显示了矢量水听器相较于传统声压水听器的优势。殷敬伟开展了矢量水听器在水声扩频、ofdm、单载波等体制中的理论与应用研究，创新提出了单矢量有源平均声强器及其空分多址技术。

frft最早由v.namias提出用于解决量子力学中产生的局部微分方程。1992年，ozaktas利用wigner分布形式重新给出了分数阶傅里叶变换的定义，并从新的定义上解释了时频平面的旋转算子并给出了离散表达形式。经过几十年的发展，frft技术目前在水声领域也得到了广泛的应用。例如，t.c.yang利用frft在严重的混响背景下估计目标回波的时延和多普勒，并与宽带模糊度函数方法进行了对比分析。余华研究了基于分数阶傅里叶变换的时延-多普勒双扩信道的参数估计方法，但该方法需要配合匹配滤波器完成水声信道多径间时延的测量。陈艳丽提出了一种简明分数阶傅里叶变换方法，形式简单，离散计算方便实现，能显著提高信号检测和参数估计的实时处理速度。

本发明针对uuv移动水声通信问题，探索利用小尺度矢量水听器阵列实现稳健的水声通信性能，提出矢量多通道判决反馈均衡方法，利用矢量信号的线性组合和矢量阵元的空间分集最大化信号处理增益，并采用frft技术实现水声信道时延-多普勒函数的估计，时延估计结果用于确定信道抽头个数，多普勒估计结果用于确定信号重采样因子，抑制uuv平台运动产生的多普勒。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供对设备要求相对简单，较常规方法更易实现，且抗噪效果好，实现uuv之间移动条件下稳健水声通信的一种基于矢量水听器阵列的uuv移动水声通信技术。

本发明的目的通过如下技术方案来实现：

在发射端：

(1)生成发送数据，可以是比特流，也可以是编码的音频或者图片信息；

(2)加入训练序列；

(3)编码映射，目前试验采用的是qpsk调制，可以根据实际情况采用更高阶的或者低阶的调制方式；

(4)对信号进行升采样，设置合适的码元宽度。

(5)脉冲成型，减少带外泄露。

(6)将信号调制到高频载波上，加上同步信号，发射信号。

在接收端：

(1)首先对矢量水听器接收信号进行预处理，包括滤波和放大，去除带外噪声，对信号幅度放大；

(2)进行矢量信号处理，包括同步，信号提取，声源方位估计和矢量信号叠加；

(3)利用线性调频同步信号进行分数阶傅里叶变换(frft)，估计信号的时延与多普勒；

(4)多普勒估计结果用于确定信号重采样因子，抑制uuv平台运动产生的多普勒。

(5)利用多通道判决反馈均衡器进行均衡，抑制水声信道多途扩展产生的码间干扰；

(6)重复1-5中的步骤完成后续码元的解码；

(7)输出信息序列。

本发明的有益效果在于：

该通信技术通信速率较快，抗噪效果好，矢量水听器阵列体积小，便于uuv装备。可以利用小尺度的矢量水听器阵列实现uuv稳健移动水声通信。

不同于常规的标量水听器阵列接收，该方法采用的是小尺度矢量水听器阵列。体积小，重量轻，可以搭载于uuv。且通过矢量水听器，可以采用平均声强器进行声源方位估计。利用估得到的方位信息即可通过矢量组合来调整矢量水听器指向性，使其指向声源方向，从而提高输入信号的信噪比，抑制非期望方向的干扰。在矢量组合后，又进一步通过多通道判决反馈均衡器技术抑制水声多途信道多途扩展产生的码间干扰。此外，该通信技术还包含基于分数阶傅里叶变换的水声信道时延-多普勒函数估计。利用作为同步信号的线性调频信号，对其进行分数阶傅里叶变换，可以估计出较为精确的水声信道时延-多普勒。并通过重采样和锁相环进行多普勒勒补偿。而时延带来的信道多途引起的码间干扰步骤(3)中可以有效解决。

附图说明

图1为水下uuv移动水声通信模式示意图；

图2为矢量多通道判决反馈均衡技术原理框图；

图3为分数阶傅里叶变换示意图；

图4为基于frft的时延-多普勒函数估计仿真结果；

图5为uuv矢量阵元布放位置示意图；

图6为采用pm-dfe的解码星座图；

图7为pm-dfe中锁相环的相位输出结果；

图8为采用vm-dfe的解码星座图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步说明：

图1是该通信方法的流程框图，该技术可以实现uuv之间移动条件下的稳健水声通信，矢量水听器接受阵列安装在uuv艏部至尾部之间，共有4个阵元。

1、矢量多通道判决反馈均衡技术：

本发明提出基于矢量水听器的多通道判决反馈均衡器(vm-dfe)，其原理框图如图2所示，主要包括两大部分：一是矢量信号处理部分，通过矢量组合抑制非期望方向的干扰，提高输入信号的信噪比；二是多通道判决反馈均衡部分，通过前向滤波器和反馈滤波器系数的调整抑制水声信道多途扩展产生的码间干扰。下面对每部分进行详细的分析。

对于二维的矢量水听器，其接收信号可以表示为

式中，p(t)、vx(t)、vy(t)分别为矢量水听器的声压信号、x轴和y轴振速信号，x(t)为目标信号，ηp(t)、分别为各项同性的加性非相干干扰，且ηp(t)、ηx(t)、ηy(t)和x(t)之间相互独立，θ为入射声波的水平方位角且θ∈[0,2π]。根据矢量水听器声压和振速信号的对应关系，本文采用平均声强器进行声源方位的估计，平均声强器的输出可以表示为

式中，横线表示时间平均。由于ηp(t)、ηx(t)、ηy(t)和x(t)之间相互独立，因此和中第一项为期望项，其余项可视为小量处理。因此式(2)和式(3)可整理为：

式中，δx和δy为小量。则利用平均声强即可估计得到信号的波达方位：

利用估计得到的方位信息即可通过矢量组合来调整矢量水听器指向性，使其指向声源方向，从而提高输入信号的信噪比，抑制非期望方向的干扰。本文采用p(t)+2vc(t)的矢量组合，其中：

矢量组合后的信号s(t)可进一步通过多通道判决反馈均衡技术抑制水声信道多途扩展产生的码间干扰，最终的输出信号可以表示为

式中，n为矢量阵元个数；“h”表示共轭转置；为第i个通道前向滤波器的抽头系数且其中na为前向滤波器的抽头个数；wfb(n)为反馈滤波器的抽头系数且wfb(n)＝[wfb(n,-nc+1),wfb(n,-nc+2),……wfb(n,0)]^t，其中nc为反馈滤波器的抽头个数；si(n)为前向滤波器的输入且si(n)＝[s(n+1),s(n+2),……s(n+na)]^t；为反馈滤波器的输入且θi(n)为第i个通道n时刻的锁相环相位输出，可以表示为

θi(n)＝2θi(n-1)-θi(n-2)+p1φi(n)-p2φi(n-1)(9)

式中，p1和p2为比例和积分常量。通常取p1＝10p2。上式中φi(n)可以表示为

φi(n)＝im{pi(n)[d(n)+q(n)]^*}(10)

根据判决符号与均衡符号d(n)之间的误差，并依据自适应算法可对多通道判决反馈均衡器的权系数进行调整，如采用rls算法，其权系数的更新过程可以表示为

w(n)＝w(n-1)+k(n)e^*(n)(14)

式中，为多通道判决反馈均衡器权系数的集合；为多通道判决反馈均衡器输入符号的集合；λ为遗忘因子；pyy(n)为输入符号的相关矩阵。

2、基于分数阶傅里叶变换的水声信道时延-多普勒函数估计：

线性调频信号x(t)的p阶分数阶傅里叶变换可以表示为：

式中，f^p[·]为分数阶傅里叶变换的算子，kp(t,u)为分数阶傅里叶变换的变换核，其具体表达式为：

式中，为幅度因子，α为旋转角度且变换阶次p与旋转角度α间关系为α＝pπ/2。当p＝1或者α＝π/2时，分数阶傅里叶变换变为传统的傅里叶变换。分数阶傅里叶变换将时频域坐标轴旋转角度α0，得到新的坐标系，可用u-α表示，如图3所示。

首先多普勒系数的估计，对于线性调频信号x(t)的最佳变换阶次popt可以表示为

式中，fs为采样频率，k为信号的调频斜率，m为信号的采样点数。当存在多普勒效应时信号的调频斜率会发生变化且k′＝(1+δ)²k，其中δ为多普勒系数。通过搜索可以得到接收信号的最佳变换阶次为popt′，则多普勒系数估计结果可以表示为

其次信道多途结构的估计。假设处理信号的长度为t，在时间τ信号的起始频率为f0，在时间τ+δt信号终止频率为f1，其中δt为信号的脉宽。则图5中a点的坐标可以表示为[(τ-t/2)/s,f0s]，b点的坐标可以表示为[(τ+δt-t/2)/s,f1s]，其中s为尺度化因子且s＝t/fs。通过几何变换可以得到c点的坐标为[0,f0s-k(τ-t/2)s]，因此c点在u轴上的投影可以表示为

u0＝|c|sinα0＝[f0s-k(τ-t/2)s]sinα0(19)

对上式进一步变换可以得到时间偏置τ关于u0的函数，即

以ut0为时间基准，则u轴上各点对应的真实时延值可以表示为

对基于frft的时延-多普勒函数估计方法进行了仿真。仿真参数如下：信号采样频率25khz，线性调频信号频率3khz～5khz，脉宽20ms。首先对多普勒估计性能进行仿真，如图4(a)给出了不同信噪比、不同运动速度下多普勒估计的蒙特卡洛仿真结果。从图中可以看出基于frft的多普勒估计方法具有较强的抗噪声干扰能力，在低信噪比环境下也能取得很好的多普勒估计精度，当信噪比达到0db时，其多普勒估计性能趋于稳定。多普勒较小时，frft的估计性能更容易受到环境的影响，导致其估计结果偏离真实值，使得均方误差较大。其次对信道时延的估计性能进行仿真，仿真中采用三径信道，信道幅值分别为[10.70.4]，对应的时延分别为[05ms10ms]。图4(b)给出了信噪比为0db时的仿真结果，从图中可以看出frft实现了信道多途结构的准确估计，多途时延估计结果具有较高的精度。

3、试验数据处理

因为条件限制，采用游船发射，uuv接收的方式，其效果和uuv发射uuv接收等效，uuv的潜航深度为6米，发射换能器从游船吊放，深度为10米，uuv与游船间的相对运动速度为3节。图5为uuv矢量阵元位置分布示意图，共有4个阵元，从尾部到艏部分别命名为a、b、c、d，阵元间距为0.5m。

试验过程中发送多帧通信信号，信号参数如下：采样频率25khz；载波频率4khz；映射方式qpsk；采用开方升余弦滤波器进行脉冲成型，滚降系数1；符号率1ksymbols/s，通信速率为2kbps；试验过程中发送21000bits数据，其中前1000bits数据作为训练序列，共500个符号。

解码时首先采用frft对水声信道的时延-多普勒函数进行估计。同步信号为带宽3～5khz，脉宽200ms的线性调频信号，采样频率为25khz。接收线性调频信号的最优变换阶次为-0.9492，采用公式(18)计算得到多普勒因子为-0.00021，因此在处理接收信号时先进行重采样，重采样频率为24995hz。

首先仅采用声压通道进行数据处理，图6给出了声压多通道判决反馈均衡器(pm-dfe)的解码星座图。图6(a)未进行多普勒补偿，数据不能正确解码；图6(b)进行多普勒补偿，均衡后输出信噪比为7.6db，误码率为1.7％。图7给出了pm-dfe中锁相环的相位跟踪输出结果，从图中可以看出，在未进行多普勒补偿时锁相环的输出在短时间内急剧增大，远超过锁相环的相位跟踪能力，因此不能达到很好的相位纠正效果；进行多普勒补偿后消除掉了平均多普勒的影响，锁相环仅需要跟踪随机变化的多普勒，因此锁相环的输出相位较小。

在此基础上，采用vm-dfe对试验数据进行处理，需要注意的是由于试验过程中，d阵元的矢量通道数据采集出现问题，本文在采用vm-dfe方法时仅使用a、b、c三个矢量阵元的数据。图8给出了解码星座图，均衡后输出信噪比为9.4db，误码率为0.4％。可以看到经过vm-dfe处理后，输出信噪比提高1.8db，通信误码率显著降低，从而验证了采用小尺度的矢量水听器阵列实现uuv稳健移动水声通信的可行性。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。