一种电气器件换流回路杂散参数的测量方法与流程

本发明属于电子技术领域，特别涉及一种电气器件换流回路杂散参数的测量方法。

背景技术：

igct器件是在gto的基础上发展出的新一代流控型器件，从芯片层面来看，gct芯片采用了透明阳极技术与缓冲层设计，降低了器件的触发电流水平及导通压降。从门极驱动电路及开通、关断原理来看，igct采用集成式驱动电路，通过优化线路布局及管壳封装结构等方式，降低换流回路杂散参数到纳亨量级，使得器件关断过程中电流能在很短时间内由阴极全部转换至门极，而后使pnp三极管自然关断。

如图1所示，现有的一种电气器件的结构示意图，所述电气器件包括至少一个功率半导体元件、门极驱动板(未画出)、第一导电块、第二导电块、阴极通流区域以及管壳；所述功率半导体元件包括控制电极门极与电流电极阴极或阳极；所述门极驱动板上设有与功率半导体元件的门阴极相并联的开关元件与电容器，其中，所述开关元件与电容器相串联。针对于上述现有的电气器件，现有研究发现igct主要存在两种典型的失效模式，第一种是由于阳极电流过大或换流回路杂散电感参数过大，导致在阴阳极间电压上升前未将全部电流由阴极转换至门极，此时由于不满足硬关断条件，会造成器件失效；第二种是由于各阴极环对应换流回路的杂散参数不同，在关断过程中会出现电流的分配不均，在较高关断电压情况下，局部的动态雪崩将导致该区域阴极的重触发，造成器件失效。可以看出，不论在哪种失效模式下，不同阴极环换流回路的杂散参数均对器件的安全工作区有较大影响。然而对于杂散参数，尤其是杂散电感的测量还存在以下困难，1、杂散电感为纳亨量级，难以通过交流电桥等常规方式测量得到准确结果；2、igct器件换流回路中包含一部分管壳封装的金属结构，不同频率对应的趋肤深度会导致杂散电感的数值出现变化，在实际的换流过程中，换流过程不是单一频率的正弦稳态；换流回路中包含硅体内的部分，在非导通状态下不导电。以上特征导致难以利用矢量网络分析仪等测量单一频率下的杂散参数作为准确结果；3、换流过程通常情况下为百纳秒量级的快过程，不易实现对该过程的准确测量；4、换流回路杂散参数对于电流路径的形状十分敏感，在这样的条件下，较难实现对不同阴极环的杂散参数测量。

技术实现要素：

针对上述问题，本发明提出了一种电气器件换流回路杂散参数的测量方法，该测量方法在测量换流回路时，几乎不改变电路路径，且测量结果更加精确。

一种电气器件换流回路杂散参数的测量方法，所述换流回路包括依次串联连接的电气器件中的功率半导体元件、第n个阴极环对应的管壳、驱动板、门极驱动线路、开关元件、以及电容器；

在电气器件换流过程中，基于所述换流回路中的电气参数和/或电气参数关系，采用拟合法得到第n个阴极环对应管壳、电容器以及门极驱动线路的杂散电阻与杂散电感，其中，n为整数，n≥1。

进一步，所述换流回路中的包括以下中的一个或多个电气参数：

电气器件中管壳与驱动板门阴极接口的电压、功率半导体元件内j3结的电压、电容外部两侧的电压、开关元件两侧的电压、驱动板线路的电压、电容内部电压、门极电流、第n个阴极环对应管壳的杂散电阻、电容器的杂散电阻以及驱动板线路的杂散电阻、第n个阴极环对应管壳的杂散电感、电容器的杂散电感以及驱动板线路的杂散电感。

进一步，所述电气参数满足以下一种或多种关系：

vgk-vc+vm＝vpcb(2)

其中，vgk、vj3、vc、vm、vpcb分别为电气器件中管壳与驱动板门阴极接口的电压、功率半导体元件内j3结的电压、电容外部两侧的电压、开关元件两侧的电压、驱动板线路的电压，vc为电容内部电压，且为电容的理想电压，ig为门极电流，rp-n、rc、rpcb分别为第n个阴极环对应管壳的杂散电阻、电容器的杂散电阻以及驱动板线路的杂散电阻，lp-n、lc、lpcb分别为第n个阴极环对应管壳的杂散电感、电容器的杂散电感以及驱动板线路的杂散电感。

进一步，所述采用拟合法得到第n个阴极环对应管壳、电容器以及门极驱动线路的杂散电阻与杂散电感包括，

获取管壳与驱动板门阴极接口电压vgk波形、电容外部电压vc的波形、开关元件两端电压vm的波形以及门极电流ig的波形，以直接测量vgk、vc、vm以及ig的值；

基于所述vgk、vc以及vm的测量值与所述关系式(2)，计算所述换流回路中驱动板线路的电压vpcb。

进一步，所述换流回路为集总参数电路，其中，所述功率半导体元件内j3结的电压与电容的理想电压为常数。

进一步，所述采用拟合法得到第n个阴极环对应管壳、电容器、开关元件以及门极驱动线路的杂散电阻与杂散电感还包括，

对所述获取管壳与驱动板门阴极接口电压vgk波形、电容外部电压vc的波形、开关元件两端电压vm的波形以及门极电流ig的波形的延迟时间进行修正。

进一步，所述波形间延迟时间修正包括，

以所述vc的测量值为参考，基于所述vc和ig的关系式(3)拟合得到使vc余差最小的ig延迟时间；

以所述ig的测量值为参考，基于所述vgk和ig的关系式(1)拟合得到使vgk余差最小的vgk延迟时间；

以所述ig的测量值为参考，基于所述vpcb和ig的关系式(3)，并结合vpcb、vgk、vc与vm的关系式(2)，拟合得到使vpcb余差最小的vm延迟时间。

进一步，所述换流回路中，所述功率半导体元件中的阴极通流区域采用金属环与塑料环搭配结构。

进一步，所述功率半导体元件包括门极换流晶闸管(gct)。

本发明的测量方法实现了对于换流回路各部分杂散参数的分离，便于后续的分析与改进，且采用对于换流过程的直接观测进行测量，而非采用特定正弦频率下的等效测量使得测量结果更加精确，其次本发明中阴极通流区域采用金属环与塑料搭配结构，取代传统中阴极钼片，使得在测量特定阴极环换流回路过程中几乎不改变电流路径。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1示出了现有的一种电气器件换流回路结构示意图；

图2a示出了本发明实施例中的一种阴极通流区域塑料环示意图；

图2b示出了本发明实施例中的一种阴极通流区域金属环示意图；

图2c示出了本发明实施例中的一中测量第三个阴极环的杂散参数时，阴极通流区域示意图；

图3示出了本发明实施例中的一种具体的阴极通流区域结构示意图；

图4示出了本发明实施例中的一种换流回路集总参数电路拓扑图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明实施例中介绍了一种电气器件换流回路杂散参数的测量方法，在图1所示的电气器件的基础上，所述功率半导体元件的阴极通流区域采用金属环与塑料环的搭配结构，其中，所述阴极通流区域设有豁口，以供门引出环穿过阴极通流区域与门极驱动板连接。具体的，如图2a-2c所示，其中，图2a介绍了一种塑料同心圆环，图2b介绍了一种金属同心圆环，示例性的，当需要测量第三个阴极环杂散参数时，所述功率半导体器件阴极通流区域的搭配方法如图2c所示。优选的，如图3所示，所述阴极通流区域采用铝环与塑料环的搭配件。传统的阴极通流区域一般会采用钼片，在本发明实施例中采用金属环与塑料环的搭配件可以在几乎不改变电流路径的状况下进行特定阴极环换流回路的测量，并使得测量过程更加高效。

本实施例中，所述功率半导体元件以门极换流晶闸管(gct)进行示例性说明，但不仅仅限于gct，gto等晶闸管也适用于本发明。

本实施例中，所述换流回路采用集总参数电路，即电路中任意两个端点间的电压和流入任一器件端钮的电流完全确定，与器件的几何尺寸和空间位置无关。如图4所示，本发明实施例中的一种电气器件换流回路集总参数拓扑图，所述换流回路包括依次串联的电容器、管壳与驱动板阴极接口、功率半导体元件、第n个阴极环对应管壳、管壳与驱动板门极接口、驱动板门极线路以及开关元件；其中，所述开关元件为mosfet，所述mosfet的电流端子源极连接功率半导体元件的门极，所述mosfet的电流端子漏极串联电容后连接至所述功率半导体元件的阴极，图4中为方便计算所述换流回路中的杂散参数，则对换流回路采用数字1-7节点进行标记，则3、4节点之间为第n个阴极环对应管壳部分，3、4节点之间还包括第n个阴极环对应管壳部分的杂散电阻rp-n与杂散电感lp-n；4、2节点之间包括管壳与驱动板门阴极的接口，则管壳与驱动板门阴极接口的电压vgk，也可作v42；7、1节点在所述电容器的两侧，则电容器两侧的电压vc，也可作v71；5、6节点在开关元件mosfet的两侧，则所述开关元件mosfet两侧的电压vm，也可作v65；4、5节点之间为驱动板线路，则所述驱动板线路的电压vpcb，也可作v45。上述n为整数，n≥1。

本实施例中，所述换流回路中的电流参数为门极电流ig，所述电容器包括杂散电阻rc、杂散电感lc以及内部电压vc；优选的，由于关断电容的容量较大，可以认为换流过程中电容电压不出现跌落，从而vc为常数，所述vc也为电容器中的理想电压；则所述电容器两端的电压vc满足关系式(3)，

所述开关元件mosfet包括电阻rm与电感lm；所述第n个阴极环对应管壳的杂散电阻rp-n与杂散电感lp-n，以及所述门极驱动线路的杂散电阻rpcb与杂散电感lpcb，其中，所述门极驱动线路的电压vpcb满足关系式(4)，

其中，n为整数，n≥1。

进一步，所述功率半导体元件的j3结电压为vj3；依据基尔霍夫定律，在所述换流回路中，则管壳与驱动板门阴极接口的电压vgk满足关系式(1)，

其中，vj3为功率半导体元件中j3结的电压，由于关断初期，j3结处存在大量非平衡载流子，其结压降处于较低水平，可以认为在换流过程中，j3结的结压降基本不变，从而vj3取为常数；

进一步，在所述换流回路中，所述门极驱动线路的电压vpcb还满足关系式(2)，

vgk-vc+vm＝vpcb(2)。

在电气器件换流过程中，计算换流回路中的杂散参数，具体包括以下步骤：

a1，获取管壳与驱动板门阴极接口电压vgk波形、电容外部电压vc的波形、开关元件两端电压vm的波形以及门极电流ig的波形，以直接测量vgk、vc、vm以及ig的值，具体的，利用常规的电压和电流探头配合示波器进行测量获得vgk、vc、vm以及ig的测量值；

a2，基于所述vgk、vc以及vm的测量值与所述关系式(2)，计算、获得换流回路中驱动板线路的电压vpcb；

a3，基于所述vgk、vc、vm的测量值、vpcb的计算值，以及关系式(1)、(2)、(3)、(4)，采用拟合法得到所述第n个阴极环对应管壳、电容器以及门极驱动线路的杂散电阻与杂散电感的最优值，即换流回路中电气参数rp-n、rc、rpcb、lp-n、lc以及lpcb的值。采用对于换流过程的直接观测进行测量，而非采用特定正弦频率下的等效测量，提高了测量效率与精度。

示例性的，所述拟合法为让公式(4)中的rpcb在0，0.01，0.02，...1之间，lpcb在0.5，0.51，...1.50之间枚举测试，然后取得使得vpcb波形总余差最小的一组测试值作为拟合结果。但所述拟合法不限于上述方法，还可以利用傅里叶分解，两侧积分等方式。

本实施例中，在电气器件换流过程中，还包括对对所述获取管壳与驱动板门阴极接口电压vgk波形、电容外部电压vc的波形、开关元件两端电压vm的波形以及门极电流ig的波形的延迟时间进行修正。对上述波形的延迟时间，具体计算过程如下所示：

基于直接测量得到vgk、vc、vm、ig的值：

√以所述vc的测量值为参考，基于所述vc和ig的关系式(3)拟合得到使vc余差最小的ig延迟时间；

√以所述ig的测量值为参考，基于所述vgk和ig的关系式(1)拟合得到使vgk余差最小的vgk延迟时间；

√以所述ig的测量值为参考，基于所述vpcb和ig的关系式(3)，并结合vpcb、vgk、vc与vm的关系式(2)，拟合得到使vpcb余差最小的vm延迟时间。

具体的，以门极电流ig波形间延迟时间为例，ig修正(t)＝ig(t+δt延迟)，由于换流过程快，在观测、测量过程中易引入包含通道间延迟和传感器延迟在内的波形延迟，从而采用该延迟计算方法既提升了所测量杂散参数的精度。

尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。