一种车载毫米波雷达线性调频连续波运动频率扩展校正方法与流程

本发明属于雷达信号处理和汽车电子技术领域，尤其涉及一种适用于车载毫米波雷达线性调频连续波的运动频率扩展校正方法。

背景技术：

车载毫米波的研究始于20世纪70年代，早期受到元器件的限制发展较慢，随着近年来集成电路的进步、人工智能以及无人驾驶研究的深入，包括电路实现、市场分析以及信号处理在内的车载毫米波雷达研究变得活跃起来。车载毫米波雷达技术的发展与演变，自上世纪70年代最先路测的35ghz频段，到近来得到广泛商业应用的24/77ghz频段。

毫米波雷达探测范围适中，距离分辨率及距离精度较高，并且对目标的速度信息比较敏感。在常见的雾、雨、雪等天气状况下，毫米波雷达均能正常工作。即使在比较恶劣的环境下，毫米波雷达也能维持一定的性能水平。同时，毫米波电路由于其在硅片中的高度集成且价格低廉，完美适应无人驾驶场景下对传感器小体积、低功率以及低成本的限制和需求。基于以上原因，在无人驾驶汽车及高级驾驶辅助系统中，毫米波雷达相比于激光雷达、超声波雷达以及摄像机等传感器有着明显的优势和不可替代的作用。

车载毫米波雷达波形包括连续波、脉冲连续波、调频连续波以及步进连续波等，不同雷达波形因其距离/速度分辨率不同而具有各自的适用场景。其中，调频连续波的频率随着时间线性增长，信号产生和处理简单，通过发送和接收信号的频率差来检测并区分目标，能同时获得较高的距离/速度分辨率，并且距离分辨率与带宽成反比。在调频连续波中，锯齿波调制方式通过2维fft处理来解目标距离参数及速度参数的频率耦合，其检测精度高、不涉及多目标的匹配问题，能获得更低的虚警率和漏警率，因此被广泛研究和使用。

fmcw一方面通过检测目标中频信号频率计算其对应的距离参数，另一方面针对多个扫频的相位变化来检测其多普勒频率。但由于fmcm为连续波，即在整个检测时间内持续发射信号，因此目标与雷达的径向距离由于相对运动的存在不能再被认为是固定的。具体而言，目标与雷达的距离变化不仅与慢时间维有关，而且还与快时间维即扫频时间有关。因此，fmcw中频信号中会随着目标与雷达的相对运动被引入一个运动频率偏移，该频率偏移会造成目标频率的扩展继而会对系统的整体性能造成影响。

目前针对fmcw车载毫米波雷达信号处理算法的研究中，多是忽略这一运动频率偏移带来的目标频率扩展现象。当系统扫频带宽较小、目标与雷达的相对速度较低时，该运动频率偏移较小，因此这种忽略处理对系统性能的影响较小。但是在系统扫频带宽较大，目标与雷达相对速度较高的情况下，这种忽略处理会严重降低系统性能。

技术实现要素：

发明目的：针对目前车载毫米波雷达线性调频连续波的运动频率扩展问题，提出一种实现简单且能够灵活控制复杂度与性能折中的运动频率扩展校正方法。

技术方案：为实现本发明的目的，本发明所采用的技术方案是：一种车载毫米波雷达线性调频连续波运动频率扩展校正方法，所述的方法步骤包括：

(1)对每根接收天线的中频信号按照慢时间维补零并进行fft运算；

(2)按照雷达系统参数计算系统速度分辨率,并由此计算得到速度刻度向量，作为新的慢时间维坐标刻度对应的速度值；

(3)对每根接收天线中频信号的慢时间维fft运算结果，按照每个快时间维时域单元和每个新的慢时间维频谱单元，根据对应的速度刻度向量进行频谱单元位置重排；

(4)对每根接收天线中频信号进行频谱单元位置重排后的慢时间维fft运算结果，按照每个快时间维时域单元和新的慢时间维频谱单元，计算其对应的运动相位补偿因子，并根据其进行运动相位补偿；

(5)对每根接收天线中频信号进行频谱单元位置重排和相位补偿后的慢时间维fft运算结果，按照快时间维进行fft运算，得到无运动频率扩展的车载毫米波雷达线性调频连续波中频信号二维fft运算结果。

进一步的，所述步骤(1)中，对每根接收天线的中频信号按照慢时间维补零并进行fft运算，得到其计算结果为ns＝m+nc，其中nq为系统单个扫频率的采样点数即快时间维采样点数，ns为系统的慢时间维fft运算点数，m为系统的扫频重复个数即慢时间维采样点数，nc为系统慢时间维fft运算时的补零点数。

进一步的，所述步骤(2)中的系统速度分辨率为：

式中，c为电磁波在自由空间的传播速度，t为系统扫频重复时间，f0为载波中心频率，由式(1)与系统慢时间维采样点数m计算新的慢时间维频谱单元位置m对应的速度值为：

v[m]＝(m-m+1)·vres,m＝1,2,...m。(2)

进一步的，所述步骤(3)中，对每根接收天线中频信号慢时间维fft运算结果，按照每个新的慢时间维频谱单元和快时间维时域单元根据其对应的速度值进行频谱单元位置重排，具体方法为：

(3.1)对每根接收天线中频信号慢时间维fft运算结果，按照每个慢时间维频谱单元位置ns和快时间维时域单元位置计算其对应的速度参数为：

式中，μ为扫频斜率，μ＝b/t，b为扫频带宽；

(3.2)按照每个新的慢时间维频谱单元位置m和快时间维时域单元位置在不同的原慢时间维频谱单元中搜索对应速度值与v[m]最接近的频谱单元位置为：

将搜索得到的原慢时间维频谱单元位置z处的频谱信息赋值给新的慢时间维位置m处的频谱单元内：

其中，表示y中快时间维时域单元位置为慢时间维频谱单元位置为z处对应的复数值，表示重排后的中频信号慢时间维fft运算结果，用表示中快时间维时域单元位置为新的慢时间频谱单元位置为m处对应的复数值,

进一步的，所述步骤(4)中，对每根接收天线中频信号进行频谱单元位置重排后的慢时间维fft运算结果，按照每个新的慢时间维频谱单元位置m和快时间维时域单元计算其对应的运动相位补偿因子为：

式中，m＝1,2,...m，对重排后的慢时间维fft运算结果按照每个新的慢时间维坐标位置m和快时间维时域单元位置根据上式中计算的运动相位补偿因子，进行运动相位补偿，得到补偿后的慢时间维fft运算结果为：

式中，表示补偿后的慢时间维fft运算结果，用表示中快时间维时域单元位置为新的慢时间维频谱单元位置为m处的复数值。

进一步的，所述步骤(5)中，对每根接收天线中频信号频谱单元位置重排和相位补偿后的慢时间维fft运算结果按照快时间维进行fft运算，得到无运动频率扩展的车载毫米波雷达线性调频连续波中频信号二维fft运算结果其中

进一步的，所述的慢时间维fft运算补零点数nc可以灵活设置，通过控制nc的数量以实现方法复杂度与系统性能之间的折中。其中，nc的值越大，方法的复杂度越高，系统性能也越高。与之相反的，nc的值越小，方法的复杂度越低，系统性能也越低。

有益效果：与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下有益技术效果：

本发明方法能够有效地解决已有技术方案中车载毫米波雷达线性调频连续波的运动频率扩展问题，明显地提升系统性能，同时其复杂度较低、实现简单且能够通过控制慢时间维fft运算的补零点数灵活地控制复杂度与性能之间的折中。

附图说明

图1为本发明方法流程图；

图2为本发明具体实施方式中不同方案的系统距离参数估计性能比较；

图3为本发明具体实施方式中不同方案的系统距离参数估计性能比较；

图4为本发明具体实施方式中不同方案的系统距离参数估计性能比较。

具体实施方式

下面结合具体实施案列，进一步阐明本发明，应理解这些实施案例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

本具体实施方式中，车载毫米波雷达的实际系统参数如表1所示。

表1实际系统参数

本具体实施方式公开了一种适用于短距离车载雷达的测角补偿方法，包括以下步骤：

步骤1：对每根接收天线的中频信号按照慢时间维补零，其中慢时间维采样点数维128点，补零点数为384点，并按照慢时间维进行512点的fft运算，得到运算结果为y'，其中

步骤2：由表1中的实际系统参数和式(1)计算系统分辨率为v'res＝0.5945m/s，并由式(2)计算系统刻度向量为v'm＝[0.59451.18901.7835…75.501376.0958]；

步骤3：对每根接收天线中频信号慢时间维fft运算结果y'，按照每个慢时间维频谱单元位置ns和快时间维时域单元位置由式(3)计算其对应的速度参数为按并根据其对应的速度参数搜索其与速度刻度向量中最接近的坐标位置，并作为新的慢时间维频谱单元位置，得到重排后的慢时间维fft运算结果为其中

步骤4：对每根接收天线中频信号频谱单元位置重排后的慢时间维fft运算结果，按照每个速度刻度单元m和快时间维时域单元由式(5)计算其对应的运动相位补偿因子为根据上式中计算的运动相位补偿因子及式(6)，进行运动相位补偿，得到补偿后的慢时间维fft运算结果为其中

步骤5：对每根接收天线中频信号频谱单元位置重排和相位补偿后的慢时间维fft运算结果按照快时间维进行fft运算，得到无运动频率扩展的车载毫米波雷达线性调频连续波中频信号二维fft运算结果其中

图2、图3和图4分别为不同方案下的系统距离、速度和角度参数估计的性能比较仿真图。从图中可以看出，基于本发明所提的车载毫米波雷达线性调频连续波运动频率校正法方案的系统距离、速度和角度参数估计，在整个信噪比范围内均要优于已有方案。如图2和图3所示，尤其是在系统距离和速度参数估计方面，相比于已有方案，基于本发明所提方案的系统距离和速度参数估计平均误差降低了90％以上。