基于EPC-MIMO编解码设计的目标距离解模糊方法与流程

本发明属于信号处理技术领域，更进一步涉及雷达信号处理技术领域中的一种基于阵元脉冲编码epc(element-pulsecoding)多输入多输出mimo(multiple-inputmultiple-output)编解码设计的目标距离解模糊方法。本发明可用于解决无杂波环境下的雷达发射-接收联合处理中的距离解模糊问题。

背景技术：

在脉冲雷达中，如果采用较高的发射脉冲重复频率，同样两个目标，就很难测量出两个目标的真实距离。因为很难判定这些回波是哪一个发射脉冲的接收回波，这就是测距模糊，此距离解模糊问题会影响雷达捕获的目标的检测性能。

洪兴勇在其发表的论文“基于快速余差查表法的脉冲多普勒雷达解距离模糊算法”(微型机与应用，10.19358/j.issn.1674-7720.2017.04.025)中提出了一种采用快速余差查表的目标参数解模糊编码方法。该方法的具体步骤是：首先在每个cpi中，雷达目标距离的最大模糊次数是有限的，以每个重频cpi的最大不模糊距离的整数步数为步进建立解模糊余差距离表，这是该方法的关键；其次根据各个cpi点迹原始信息，填写解模糊距离表；再次读取解模糊距离表，判断是否满足解模糊准则，满足则输出目标点迹的幅度和频道；最后判断解距离模糊是否结束，以距离单元和多普勒频道来表示目标点迹信息。该方法虽然能有效解决pd雷达距离模糊问题，但是，该方法仍然存在的不足之处是，该方法在雷达发射信号与最大距离探测目标之间的距离不大时能够快速匹配出目标的真实距离，由于目标回波对应的可视距离形成的同余方程组的过程是一维空间到多维有限空间变换，随着雷达目标距离增大其空间复杂度会迅速增加，建立以及读取解模糊距离表的运算量会过大，从而解决目标距离模糊问题时花费的时间过长。

西安电子科技大学在其申请的专利文献“雷达阵元-脉冲编码与处理方法”(专利申请号：201910093293.5，申请公布号：cn109946654a)中公开了一种雷达阵元-脉冲编码与处理方法。该方法的具体步骤是：首先通过在发射阵元和发射脉冲之间加载相位编码设计，对不同阵元、不同脉冲的基带信号的初始相位进行编码调制，得到多通道发射信号；其次在接收端采用相应的解码处理；最后实现不同发射脉冲对应的回波信号的区分，实现目标距离参数解模糊。但是，该方法仍然存在的不足之处是，该方法构造编码向量时并没有关注编码参数的设置方法，从而导致该方法在解决无杂波环境下的目标距离解模糊问题时编码形式单一，不具有灵活性。

技术实现要素：

本发明的目的是针对上述现有技术的不足，提出了一种基于epc-mimo编解码设计的目标距离解模糊方法，用于解决无杂波环境下的雷达发射-接收联合处理中的目标距离解模糊问题。

实现本发明目的的思路是，在发射阵元和发射脉冲之间加载相位编码设计，以便区分不同脉冲照射到目标上收到的回波信号。利用阵元脉冲编码epc加权相位系数，对mimo雷达中每个发射阵元待发射的基带信号进行相位编码标记。虽然接收维的fourier功率谱实现聚焦，但由于加入编码序列，发射维的fourier功率谱散焦。根据设计的编码形式在接收端进行解码处理，最后通过波束形成使得频谱集中在联合-接收空间域，实现对目标的距离解模糊。从而使得雷达的量测值准确反映目标的实际距离，提高目标的检测跟踪性能。

本发明的具体步骤如下：

步骤1，按照下式，构造mimo雷达中发射阵元待发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量：

其中，ck表示mimo雷达中发射阵元待发射的第k个脉冲对应的基带信号的编码向量，k表示发射阵元待发射的脉冲的序号，k＝1,2,…k，k表示mimo雷达中一次相干处理时间内的脉冲数，e^(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，γ1表示mimo雷达中第1个发射阵元的基带信号的加权相位系数的编码参数，γm表示表示mimo雷达中第m个发射阵元的基带信号的加权相位系数的编码参数，m表示mimo雷达的发射阵元总数，∈表示属于符号，z表示整数编码，1≤z≤m-1，m表示发射阵元的序号，t表示转置操作；

步骤2，对基带信号编码：

(2a)按照下式，构造mimo雷达中发射阵元待发射的每个脉冲对应的基带信号的加权相位系数：

其中，cm,k表示mimo雷达中第m个发射阵元待发射的第k个脉冲对应的基带信号的加权相位系数；

(2b)利用构造的加权相位系数，对mimo雷达中每个发射阵元待发射的基带信号进行相位编码得到mimo雷达中每个发射阵元待发射的进行相位编码后的基带信号；

步骤3，对基带信号进行上变频处理：

利用混频器，对mimo雷达中每个发射阵元待发射的进行相位编码后的基带信号进行上变频处理，得到mimo雷达中每个发射阵元待发射的脉冲信号；

步骤4，对回波信号进行下变频处理：

利用混频器，对mimo雷达中每个发射阵元发射的脉冲信号的回波信号进行下变频处理，得到mimo雷达中每个接收阵元对应的模拟中频信号；

步骤5，对模拟中频信号进行匹配滤波处理：

利用匹配滤波器，对mimo雷达中每个接收阵元对应的模拟中频信号进行匹配滤波处理，得到每个模拟中频信号对应的匹配滤波信号；

步骤6，按照下式，构造mimo雷达中发射阵元发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量的解码向量：

其中，表示mimo雷达中发射阵元发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量的解码向量，ck-q+1表示mimo雷达中发射阵元发射的第(k-q+1)个脉冲对应的基带信号的编码向量，q表示对应mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号的解码参数，*表示共轭操作，⊙表示哈达马hadamard积操作，表示mimo雷达中发射阵元发射的第(k-pl+1)个脉冲对应的基带信号的编码向量，pl表示mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号，pl＝1,2,…p，p表示mimo雷达捕获的目标所处的最大距离区序号；

步骤7，对匹配滤波信号解码：

利用步骤6构造的解码向量，对每个模拟中频信号对应的匹配滤波信号进行解码，得到mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号的解码参数q与mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号pl相对应则表示解码成功，得到mimo雷达中接收阵元对应的解码后的目标回波信号：

其中，表示mimo雷达中接收阵元对应的解码后的目标回波信号，表示与mimo雷达捕获的待检测目标的参数向量β0有关的期望距离区的回波信号，所述的参数向量β0包含待检测目标所处的期望距离区、角度和归一化多普勒频率信息，p0表示mimo雷达捕获的待检测目标所处的距离区的序号，p0＝1,2,…p，ω0表示mimo雷达捕获的目标相对于阵列法线方向的角度，表示mimo雷达捕获的目标的归一化多普勒频率，表示与mimo雷达捕获的待检测目标的参数向量β0有关的第k个发射脉冲相应的期望距离区的回波信号，ξ0表示mimo雷达捕获的待检测目标对发射阵元发射的脉冲信号的反射系数，s(β0)表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的联合发射-接收端的空时二维导向矢量，st表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的时间导向矢量，表示克罗内克kronecker积操作，b表示mimo雷达捕获的目标的等效的接收端导向矢量，k表示mimo雷达的波数矢量，pr,1表示mimo雷达中第1个接收阵元位置，pr,n表示mimo雷达中第n个接收阵元位置，n＝1,2,…n,n表示mimo雷达的接收阵元总数,表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的解码后的发射端导向矢量，a表示mimo雷达捕获的目标的等效的接收端导向矢量，pt,1表示mimo雷达中第1个发射阵元位置，pt,m表示mimo雷达中第m个发射阵元位置，m＝1,2,…m，表示求和操作，表示与mimo雷达捕获的干扰目标的参数向量βi有关的模糊距离区的回波信号，表示高斯白噪声的矢量；

步骤8，生成无距离模糊的目标回波信号：

对解码后的目标回波信号进行波束形成处理，得到mimo雷达中接收阵元对应的无距离模糊的目标回波信号。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，本发明构造mimo雷达中发射阵元待发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量，克服了现有技术构造编码向量时并没有关注编码参数的设置方法，从而导致该方法在解决无杂波环境下的目标距离解模糊问题时编码形式单一，不具有灵活性问题。使得本发明在距离模糊信号理想分离的情况下，天线阵元的epc序列中的元素可以任意排序，进一步拓展了二维相位编码形式，可以采用更灵活的编码设计从而提高波形捷变的能力，编码向量的形式灵活多样，增加了mimo雷达发射信号的灵活性。

第二，本发明构造mimo雷达中发射阵元发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量的解码向量，克服了现有技术由于目标回波对应的可视距离形成的同余方程组的过程是一维空间到多维有限空间变换，随着雷达捕获的目标距离增大其空间复杂度会迅速增加，建立以及读取解模糊距离表的运算量会过大，从而解决目标距离模糊问题时花费的时间过长。使得本发明基于编码向量的形式构造解码向量，实现对模糊信号的快速分离，同时增加了发射信号被截获的难度。

附图说明

图1是本发明的流程图；

图2是本发明仿真1中接收机对信号进行正确解码前的fourier功率谱分布图；

图3是本发明仿真1中接收机对信号进行正确解码后的fourier功率谱分布图；

图4是本发明仿真2中接收机对信号进行正确解码前的fourier功率谱分布图；

图5是本发明仿真2中接收机对信号进行正确解码后的fourier功率谱分布图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的效果作进一步详细描述。

参照附图1，对本发明的具体实现步骤作进一步详细描述。

步骤1，按照下式，构造mimo雷达中发射阵元待发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量：

其中，ck表示mimo雷达中发射阵元待发射的第k个脉冲对应的基带信号的编码向量，k表示发射阵元待发射的脉冲的序号，k＝1,2,…k，k表示mimo雷达中一次相干处理时间内的脉冲数，e^(·)表示以自然常数e为底的指数操作，j表示虚数单位符号，π表示圆周率，γ1表示mimo雷达中第1个发射阵元的基带信号的加权相位系数的编码参数，γm表示表示mimo雷达中第m个发射阵元的基带信号的加权相位系数的编码参数，m表示mimo雷达的发射阵元总数，∈表示属于符号，z表示整数编码，1≤z≤m-1，m表示发射阵元的序号，t表示转置操作；所述基带信号是指发射阵元的第m个满足正交波形条件的基带信号φm(t)，m＝1,2,…m，m表示发射阵元数；所述正交波形条件是指每个发射信号的功率相同，互相之间没有影响，实现从不同的距离模糊区完全分离。

的生成过程如下：

根据对应两个不同距离模糊区的导向矢量的内积为零生成非线性方程组：

其中，表示从m＝1至m＝m对(·)求和，p表示mimo雷达捕获的目标所处的最大距离区序号。

按照z＝1时的γm构建加权相位系数cm,k所得的形式是fourier基，所述是指上述非线性方程组基于fourier基的解；所述确定的编码序列中的编码参数可以任意排序，不一定按照fourier基递增顺序；当给定z的取值，所述集合中包含的元素为m个，编码序列的解是m个元素的任意排列组合，因此，存在解的个数为m！。

步骤2，对基带信号编码。

按照下式，构造mimo雷达中发射阵元待发射的每个脉冲对应的基带信号的加权相位系数：

其中，cm,k表示mimo雷达中第m个发射阵元待发射的第k个脉冲对应的基带信号的加权相位系数。

在编码参数确定的基础上，只要已知mimo雷达中发射阵元的序号和该发射阵元待发射的脉冲的序号，就可以对基带信号进行相位编码。

利用构造的加权相位系数，对mimo雷达中每个发射阵元待发射的基带信号进行相位编码得到mimo雷达中每个发射阵元待发射的进行相位编码后的基带信号。

步骤3，对基带信号进行上变频处理。

利用混频器，对mimo雷达中每个发射阵元待发射的进行相位编码后的基带信号进行上变频处理，得到mimo雷达中发射阵元待发射的脉冲信号；所述的mimo雷达中发射阵元待发射的脉冲信号如下：

其中，sm,k表示mimo雷达中第m个发射阵元待发射的第k个脉冲信号，rect表示脉冲调制操作，t表示脉冲重复周期tr的时间序号，t∈[0,tr]，tp表示mimo雷达中发射阵元待发射的脉冲信号的脉冲持续时间，φm(t)表示mimo雷达中发射阵元待发射的第m个脉冲对应的基带信号，f0表示第1个发射阵元待发射脉冲信号的载频，tk表示mimo雷达中发射阵元待发射的脉冲信号的相干处理时间cpi内的第k个脉冲信号的时间序号，tk∈[0,w]，w表示mimo雷达中发射阵元待发射的脉冲信号的相干处理时间，w＝k×tr，在给定的相干处理时间内满足tk＝(k-1)tr+t。

步骤4，对回波信号进行下变频处理。

利用混频器，对mimo雷达中每个发射阵元发射的脉冲信号的回波信号进行下变频处理，得到mimo雷达中每个接收阵元对应的模拟中频信号；所述的mimo雷达中每个接收阵元对应的模拟中频信号如下：

其中，xn表示mimo雷达中第n个接收阵元对应的模拟中频信号，∑表示求和操作，ξ0表示mimo雷达捕获的待检测目标对发射阵元发射的脉冲信号的反射系数，r表示mimo雷达捕获的目标相对于雷达的距离，c表示光速，pt,m表示mimo雷达中第m个发射阵元位置，m＝1,2,…m，pr,n表示mimo雷达中第n个接收阵元位置，n＝1,2,…n,n表示mimo雷达的接收阵元总数。

步骤5，对模拟中频信号进行匹配滤波处理。

利用匹配滤波器，对mimo雷达中每个接收阵元对应的模拟中频信号进行匹配滤波处理，得到每个模拟中频信号对应的匹配滤波信号；所述的每个模拟中频信号对应的匹配滤波信号如下：

其中，xk(βl)表示与mimo雷达捕获的目标的参数向量βl有关的第k个发射脉冲相应的模拟中频信号对应的匹配滤波信号，所述的参数向量βl包含距离区、角度和归一化多普勒频率信息，ω0表示mimo雷达捕获的目标相对于阵列法线方向的角度，表示mimo雷达捕获的目标的归一化多普勒频率，b表示mimo雷达捕获的目标的等效的接收端导向矢量，k表示mimo雷达的波数矢量，pr,1表示mimo雷达中第1个接收阵元位置，表示克罗内克kronecker积操作，表示mimo雷达中发射阵元发射的第(k-pl+1)个脉冲对应的基带信号的编码向量，⊙表示哈达马hadamard积操作，a表示mimo雷达捕获的目标的等效的接收端导向矢量，pt,1表示mimo雷达中第1个发射阵元位置。

步骤6，按照下式，构造mimo雷达中发射阵元发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量的解码向量：

其中，表示mimo雷达中发射阵元发射的每个脉冲对应的基带信号的编码向量的解码向量，ck-q+1表示mimo雷达中发射阵元发射的第(k-q+1)个脉冲对应的基带信号的编码向量，q表示对应mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号的解码参数，*表示共轭操作，表示mimo雷达中发射阵元发射的第(k-pl+1)个脉冲对应的基带信号的编码向量，pl表示mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号，pl＝1,2,…p；所述的解码向量与mimo雷达中发射阵元发射脉冲的序号无关。

步骤7，对匹配滤波信号解码。

利用步骤6构造的解码向量，对每个模拟中频信号对应的匹配滤波信号进行解码，得到mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号的解码参数q与mimo雷达捕获的目标所处的距离区的序号pl相对应则表示解码成功，得到mimo雷达中接收阵元对应的解码后的目标回波信号：

其中，表示mimo雷达中接收阵元对应的解码后的目标回波信号，表示与mimo雷达捕获的待检测目标的参数向量β0有关的期望距离区的回波信号，所述的参数向量β0包含待检测目标所处的期望距离区、角度和归一化多普勒频率信息，p0表示mimo雷达捕获的待检测目标所处的距离区的序号，p0＝1,2,…p，表示与mimo雷达捕获的待检测目标的参数向量β0有关的第k个发射脉冲相应的期望距离区的回波信号，s(β0)表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的联合发射-接收端的空时二维导向矢量，st表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的时间导向矢量，表示mimo雷达捕获的待检测目标的等效的解码后的发射端导向矢量，表示求和操作，表示与mimo雷达捕获的干扰目标的参数向量βi有关的模糊距离区的回波信号，表示高斯白噪声的矢量。

步骤8，生成无距离模糊的目标回波信号。

对解码后的目标回波信号进行波束形成处理，得到mimo雷达中接收阵元对应的无距离模糊的目标回波信号；所述的波束形成处理是按照下式完成的：

其中，y表示mimo雷达中接收阵元对应的无距离模糊的目标回波信号，w表示mimo雷达中期望距离区的目标回波信号的权矢量，w＝s(β0)，h表示共轭转置操作。

综上，传统的脉冲相位调制方法中的基带信号仅与发射阵元有关，脉冲之间没有差异；而本发明的相位编码在不同的发射阵元，以及同一发射阵元的不同脉冲之间均有差异，实现对不同脉冲发射的信号的区分。

下面结合仿真对本发明做进一步的描述。

1.仿真实验条件：

本发明的仿真实验的硬件平台为：intel(r)core(tm)i5-8265ucpu@1.60ghz,频率为1.8ghz,nvidiageforcemx250。

本发明的仿真实验的软件使用matlab2016b。

本发明的仿真参数：

考虑一个基于地基l波段(f0＝3ghz)epc-mimo雷达，其发射天线单元数为m＝10，接收单元数n＝10。为简单起见，发射和接收阵列都是均匀的线性阵列，且阵列间距取半波长。相干脉冲数为k＝16，脉冲重复频率为20khz，于是最大不模糊距离为7.5km。雷达的作用距离是30km，因此最大距离模糊是p＝4。仿真时，假定解码参数为q＝1。上述仿真参数如表1所示：

表1仿真参数一览表

2.仿真内容与结果分析：

本发明仿真实验是采用本发明的方法分别对阵元脉冲编码多输入多输出epc-mimo雷达在联合发射-接收空域中单个目标和多个目标在不同脉冲下的fourier功率谱分布情况进行了仿真，获得接收机对信号进行正确解码前后的fourier功率谱分布图。功率谱分布图中白色部分表示mimo雷达捕获的目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱，功率谱分布图中的横坐标轴表示归一化后的接收空间频率，纵坐标轴表示归一化后的发射空间频率。

仿真1，在上述表1的仿真参数下，采用本发明的方法对接收机对信号进行正确解码前后，对阵元脉冲编码多输入多输出epc-mimo雷达在联合发射-接收空域中单个目标在不同脉冲下的fourier功率谱分布情况进行了仿真，结果分别如图2和图3所示。

图2是本发明仿真1中接收机对信号进行正确解码前的fourier功率谱分布图，其中，图2(a)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第1个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图2(b)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第2个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图2(c)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第3个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图2(d)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第4个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。

图3是本发明仿真1中接收机对信号进行正确解码后的fourier功率谱分布图，其中，图3(a)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第1个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图3(b)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第2个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图3(c)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第3个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图3(d)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第4个脉冲时mimo雷达捕获的单个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。

由图2(a)可以看出，发射阵元发射第1个脉冲时发射维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]的范围内。但由于本发明加入编码序列，由图2(b)、图2(c)和图2(d)可以看出，发射阵元发射不同脉冲时发射维的fourier功率谱散焦。由此可以看出，由于epc-mimo雷达发射机存在相位调制，联合发射-接收空域中目标的fourier功率谱会随着编码过程的脉冲而变化。

由图3可以看出，接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射不同脉冲时，目标的fourier功率谱集中在联合发射-接收空间域。由此可见，本发明可以解决在无杂波环境下的目标距离解模糊问题。

仿真2，在上述表1的仿真参数下，采用本发明技术，接收机对信号进行正确解码前后，对阵元脉冲编码多输入多输出epc-mimo雷达在联合发射-接收空域中多个目标在不同脉冲下的fourier功率谱分布情况进行了仿真，结果分别如图4和图5所示。

图4是本发明仿真2中接收机对信号进行正确解码前的fourier功率谱分布图，其中，图4(a)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第1个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图4(b)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第2个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图4(c)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第3个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图4(d)表示接收机对信号进行正确解码前，发射阵元发射第4个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。

图5是本发明仿真2中接收机对信号进行正确解码后的fourier功率谱分布图，其中，图5(a)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第1个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图5(b)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第2个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图5(c)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第3个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。图5(d)表示接收机对信号进行正确解码后，发射阵元发射第4个脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱分布图。

由图4(a)可以看出，发射阵元发射第1个脉冲时发射维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]和[0.4，0.6]的范围内，对应的接收维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]和[0.4，0.6]的范围内。由于本发明加入编码序列，由图4(b)、图4(c)和图4(d)可以看出，发射阵元发射不同脉冲时mimo雷达捕获的多个目标对应的联合发射-接收二维fourier功率谱散焦。显然，联合发射-接收空域中多个目标的fourier功率谱在解码之前会随着编码过程的脉冲而变化。

由图5(a)和图5(b)可以看出，发射阵元发射第1个脉冲和第2个脉冲时发射维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]和[0.4，0.6]的范围内，对应的接收维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]和[0.4，0.6]的范围内。由图5(c)和图5(d)可以看出，发射阵元发射第3个脉冲和第4个脉冲时发射维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]、[0.2，0.4][0.6，0.8]和[0.4，0.6]的范围内，对应的接收维fourier功率谱聚焦在[-0.2，0.2]、[-0.2，0.2]、[-0.2，0.2]和[0.4，0.6]的范围内。显然，接收机对信号进行正确解码后，期望距离区内的多个目标聚焦，而其他区域的目标的功率谱散焦且被削弱。当天线方向图主瓣对准期望信号的波达方向时，本发明可以自动削弱距离模糊的目标，有效解决了雷达捕获的目标距离解模糊问题。