一种导航信号伪码的构造方法

1.本发明属于卫星导航信号体制设计技术领域，更具体地，涉及一种导航信号伪码的构造方法。


背景技术：

2.现代卫星导航系统无一例外地采用扩频体制，伪码的性能对其抗窄带干扰、抗多址干扰能力有着显著影响。码长是影响伪码性能的首要因素，但伪码设计中普遍存在一对矛盾：码长越长，伪码自相关、互相关性能越好，但同时也不可避免地增加伪码捕获的难度；码长越短，越易于快速捕获，但相关性能越差，不利于捕获灵敏度的提升。
3.传统的gps c/a码码长较短，且一个数据位持续时间内周期性重复20次，这就导致c/a码码间互相关隔离度小，在存在远近效应的接收环境中，强信号对弱信号的捕获和跟踪带来明显干扰，需要额外的比特同步；另外导航信号的谱线特性明显，易受窄带干扰的影响。在gps现代化和galileo信号设计中，针对伪码作了两方面的改进，一是主码码长更长，gps普遍采用10230码长，galileo最短码长为4096；二是引入了子码，消除了比特同步模糊并显著平滑了信号谱线。对于gpsl1c导频通道，子码长度甚至达到1800，复合码的长度达到1.8414
×
107。
4.现代化导航信号采用这种分层结构的复合码，在一定程度上兼顾了码相关性能和捕获复杂度。然而，分层复合码的互相关性能与同等长度的伪随机码相比有明显的性能损失。


技术实现要素：

5.针对现有技术的以上缺陷或改进需求，本发明提供了一种导航信号伪码的构造方法，旨在解决伪码设计中的互相关性能与捕获复杂度这一矛盾的问题。
6.为实现上述目的，本发明提供了一种导航信号伪码的构造方法，包括生成基础伪码序列，通过控制基础伪码序列的初始相位实现所述基础伪码序列循环移位，循环移位后的基础伪码序列依次拼接得到最终的导航信号伪码。
7.进一步地，基础伪码序列的初始相位是伪随机的，初始相位的控制是通过另一个伪随机序列来实现的。
8.基于上述导航信号伪码的构造方法构造的导航信号伪码为基于任意伪码序列构造的复合伪码序列，定义一个码长为l的伪码序列c0，则长度为nl的导航信号伪码为：
[0009][0010]
其中，表示由伪码序列c0经循环移位k
i
获得的序列，n为复合序列中的子序列数量，即
[0011][0012]
式中，k
i
∈{0,1,
…
,l-1}。
[0013]
进一步地，复合伪码序列的自相关性能远优于分层码，与随机码的自相关性能相近，与分层码相比可以显著降低误捕获概率。复合伪码序列的互相关性能优于分层码，与随机码的互相关性能相近，与分层码相比具有更高的码隔离度，多址性能更优。复合伪码序列的捕获复杂度与分层码相当，比同等长度的随机码捕获复杂度低，更易捕获。与分层码相比，该新型复合伪码序列的码跟踪性能更优，具有更好的抗多址干扰的能力。
[0014]
由上述定义式可知，本发明提出的导航信号伪码序列由n个子序列拼接而成，每个子序列产生自同一基础序列，区别仅在于子序列的初始相位受初始相位控制序列的控制，复合码内的各子序列的初始相位随机变化且互不相同。因此，本发明将这种序列称为伪随机初始状态(pris，pseudo random initiate state)序列。
[0015]
本发明提出了一种新型复合序列-pris序列，可有效消除民用伪码设计的两难问题。基于码长为l的基础序列，经过特殊变换可产生长度为nl的pris序列，在捕获复杂度方面，pris序列与分层复合码相当；在互相关性能方面，pris序列的互相关性能相对分层复合码大幅提升，与码长为nl的随机码相当。pris序列应用于民用导航信号，可以在实现低复杂度捕获的同时，显著改善挑战性环境中的接收性能，对于提升卫星导航系统竞争力具有重要作用。
[0016]
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有如下有益效果：
[0017]
(1)本发明提供的方法构造的导航信号伪码自相关性能与随机码自相关性能接近，具有远优于分层码的自相关性能，误捕概率低；
[0018]
(2)本发明提供的方法构造的导航信号伪码具有与分层码相当的捕获复杂度，远低于相同长度的随机码捕获复杂度，更容易捕获；
[0019]
(3)本发明提供的方法构造的导航信号伪码与分层码相比，具有更优的互相关性能，码隔离度高，抗多址干扰性能优越，可以保持稳定跟踪。
附图说明
[0020]
图1是本发明提供的导航信号伪码构造方法的整体框图；
[0021]
图2是本发明提供的导航信号伪码构造方法的原理图；
[0022]
图3是本发明交织比较器一种实现图；
[0023]
图4是本发明分层码、pris码、随机码自相关全局图；
[0024]
图5是本发明分层码、pris码、随机码自相关局部图；
[0025]
图6是本发明分层码、pris码、随机码自相关统计特性图；
[0026]
图7是本发明分层码、pris码、随机码互相关全局图；
[0027]
图8是本发明分层码、pris码、随机码互相关局部图；
[0028]
图9是本发明分层码、pris码、随机码互相关统计特性图；
[0029]
图10是本发明分层码、pris码、随机码谱线特性图；
[0030]
图11是本发明分层码、pris码跟踪锁定相位图。
具体实施方式
[0031]
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
[0032]
本发明提供了一种导航信号伪码构造方法，基于任意伪码序列构造的复合伪码序列，定义一个码长为l的伪码序列c0，则长度为nl的导航信号伪码为：
[0033][0034]
其中，表示由伪码序列c0经循环移位k
i
获得的序列，n为复合序列中的子序列数量，即
[0035][0036]
式中，k
i
∈{0,1,
…
,l-1}。
[0037]
如图1所示，首先生成基础伪码序列，通过控制基础伪码序列的初始相位实现所述基础伪码序列循环移位，循环移位后的基础伪码序列依次拼接得到最终的导航信号伪码。
[0038]
本实施例以基础序列为gold序列、初始相位控制序列也为gold序列的pris序列为例来进行分析说明，其生成原理框图如附图2所示。图中，fc为基础序列生成时钟，它等于导航信号码速率。基础序列和伪随机初始相位控制序列均为两个m序列构成，寄存器组m1和m2用来生成初始相位控制序列，c1和c2用来生成基础码序列，r1和r2两个寄存器组用来保存m1、m2、c1、c2寄存器组某一时刻的状态值，m序列由n级反馈移位寄存器生成，m序列的特征多项式为：
[0039]
g1＝1+a
1,1
x+a
1,2
x2+
…
++a
1,n
x
n
[0040]
g2＝1+a
2,1
x+a
2,2
x2+
…
++a
2,n
x
n
[0041]
其中a
1,1
等系数为1或者0，根据不同的选择生成不同的gold序列。在图2中，a
1,1
、a
2,1
、b
1,1
、b
2,1
等系数为1时，反馈回路有对应连接，系数为0时没有连接。
[0042]
具体生成步骤如下：
[0043]
(1)周期开始，m1、m2、c1、c2、r1和r2被赋初值，c1和c2在时钟控制下生成基础码序列，第一个子码周期的初始相位由初值决定。
[0044]
(2)在某一时刻，寄存器组c1的状态值和r1的值交错相等，交织比较器输出一个控制信号给控制器，控制器控制寄存器组c2的状态值保存到r2中。由于寄存器组c1和r1都产生m序列，所以在一个子码周期内必有某一时刻两寄存器组状态值交错相等。其中交织比较器的作用是判断输入的n对数据是否交错相等，并在其交错相等时输出一个信号给控制器。其交错方式有多种方式，之所以要交错相等，是因为直接对应相等产生的序列自相关较大，附图3是交织比较器的一种实现方式。
[0045]
(3)当时钟周期为l的整数倍时，r1和r2保存的状态值分别赋值给c1和c2，这个状
态值作为下一个子码周期的初始相位，开始生成下一个子码序列。同时m1和m2的值更新并将异或后的结果赋值给r1，重复步骤(2)；
[0046]
(4)当时钟周期为n*l的整数倍时,所有寄存器组复位，从步骤(1)开始重新执行。在这里l为1023，n为1000。
[0047]
通过上述步骤，在1023个伪随机初始相位控制序列码片内，取前1000个十位状态值作为初始码相位，可保证每个复合序列周期内每个基础码序列初始相位不重复且伪随机。
[0048]
为了对比分析分层码和pris码序列的性能，本发明选用了gpsc/a码作为共同的基础序列，基础序列码长为1023，复合码码长为1023000，进行仿真验证。
[0049]
(a)自相关特性
[0050]
分层码、pris码、随机码的自相关性能如附图4所示，从图中的完整自相关函数曲线可以看到，在绝大部分区域，pris序列的自相关旁瓣远小于分层码。图5是码相位差在10000码片以内的自相关函数局部特征。由于pris序列和分层码都是基于相同的基础序列产生，当码相位差小于基础序列码长时，其自相关特性主要由基础序列的自相关函数决定，且幅度呈线性下降趋势。当码相位差大于等于基础序列码长时，pris序列自相关函数呈现与随机码类似的噪声特性，而分层码的自相关函数在基础码序列整数倍的位置出现明显的峰值。其主要原因是：分层码的主码序列周期性重复，当码相位差为主码码长整数倍时，主码完全相关，互相关特性完全由子码决定。
[0051]
三种码序列自相关旁瓣幅度的统计概率见图6，图中纵坐标表示自相关旁瓣大于横坐标对应幅度的概率。由图可见，pris序列出现较大自相关旁瓣的概率远小于分层码，可以显著降低误捕概率。由于码相位差小于l时的自相关特性主要由基础序列决定，pris序列的自相关特性仍然和随机码有较大差距。
[0052]
(b)互相关特性
[0053]
分层码、pris码和随机码的互相关性能对比如附图7。图7给出了三种码序列的完整互相关函数曲线。可以看到，分层码的最大互相关幅度明显高于pris序列和随机码。图8中的互相关函数局部特征显示，分层码的互相关幅度起伏明显，容易在特定区域集中出现较大互相关值，而pris序列和随机码呈现出幅度比较平稳的噪声特性。图9统计了码序列归一化互相关值高于特定幅度的概率。从概率统计曲线可见，pris序列的互相关特性与随机码相同，优于分层码，最大互相关值比分层码低5～6db。因此，pris序列的码隔离度高于分层码，多址性能明显更优。
[0054]
(c)谱线特性
[0055]
最大谱线幅度值的大小主要影响着伪码的抗窄带干扰性能，最大谱线幅度值越大，伪码受到窄带干扰的影响就会越明显。因此在伪码的优化设计过程中，要求伪码的最大谱线幅度要尽可能小。图10给出了三种码序列的谱线幅度超过特性值的概率统计曲线。可以见到，pris序列的谱线统计特性基本与分层码相同，最大谱线幅度比随机码高出4-5db。因此，在抗窄带干扰能力方面，pris序列与分层码相当，而完整长度的随机码具有更好的抗窄带干扰能力。
[0056]
(d)捕获复杂度
[0057]
对于不同的实现方式，伪码捕获的复杂度存在很大的差异。为了对比码序列对捕
获复杂度的影响，这里以可能出现的伪码相位数目为指标进行对比。假设用户对伪码相位的可能范围一无所知，接收机只能搜索所有可能码相位，搜索空间越大，捕获难度越高。对于分层码，主码序列的可能码相位为l，子码的可能相位为n，主码与子码之间有严格的时序关系，复合序列的可能码相位为l+n。对于pris序列，基础序列的可能码相位为l，在n个基础序列周期中，基础序列的初始相位会发生变化，但这种变化规律的先验信息对于用户是已知的，可能的码相位数目同样为l+n。对于随机码，可能出现的码相位数目等于码长n*l。可见，pris序列具有和分层码相当的捕获复杂度，比长随机序列更易捕获。
[0058]
(e)码跟踪性能
[0059]
由于分层码主码序列简单重复，多址干扰情况下调制信号易出现缓变的码跟踪偏差，不易被环路滤波器滤除，从而降低码跟踪性能。这里通过具体的仿真实例来对比pris序列和分层码在强多址干扰条件下的码跟踪性能。
[0060]
图11给出了弱信号、强多址干扰条件下的码跟踪性能仿真结果。仿真条件为：信号为导频分量(无数据调制)，载波频率1575.42mhz，调制方式为bpsk(1)，前端带宽为2mhz，载噪比为35db-hz，多址信号和有用信号功率比为30db，多址信号和有用信号之间的多普勒偏差为1000hz，相干积分时间1ms，pris序列和分层码的基础序列均为gpsc/a码，复合码码长为1023000。
[0061]
从仿真结果可以看到，采用分层码的导航信号在仿真时间第1.5秒处出现码跟踪失锁，而采用pris序列的导航信号可保持稳健跟踪。进一步的分析发现，导致分层码跟踪失锁的原因是：由于多普勒频偏的作用，多址信号和有用信号之间的码相位差以0.65chip/s的速率缓慢滑动，当相位差出现在分层码主码互相关幅度较大的地方时，多址干扰互相关幅度超过有用信号自相关峰，环路锁定到互相关峰上，从而逐渐被多址信号“诱偏”。反观采用pris序列的信号，由于有用信号和干扰信号的基础序列码相位在伪随机变化，互相关不会持续保持高相关值，多址干扰行为更接近于噪声，不会出现被多址干扰“诱偏”的情况。
[0062]
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。