具有电感耦合的并联功率堆栈的电力转换器的制作方法

1.本发明涉及一种电力转换器。特别地，本发明涉及一种克服与低电流电平下晶体管开关的死区时间(dead
‑
time)有关的问题的多级电力转换器。根据本发明的电力转换器特别适合用作在磁共振成像(mri)系统中驱动梯度线圈的放大器。


背景技术：

2.mri系统中的梯度线圈提供用于执行成像测量的磁场。这些梯度线圈需要必须被控制的高电压和高电流。电压通常约为2000v及以上。所需的峰值电流约为600a及以上。图像的质量和分辨率取决于磁场控制的精确程度。因此，需要对电流有很高的精度来防止图像伪影。
3.mri扫描仪中的梯度放大器驱动梯度线圈，该梯度线圈的电感通常为数百μh至1mh。梯度放大器被构造成将该梯度线圈驱动到特定的磁场，并且通常包括布置在所谓的开关支路中的开关元件，它们一起形成h桥。开关元件可以由带有反并联二极管的igbt开关构成，或者可以替代地使用带有并联二极管的任何其他电子控制开关。这些开关通过适合于h桥的脉冲宽度调制(pwm)方案(例如，单极或双极pwm)来控制。
4.除了快速斜升和斜降电流之外，梯度放大器还需要产生双向高电压和电流。由于这种高电压和高电流需要使用高功率部件，从而限制了开关频率。为了以高频切换所需的电压和电流，从us 2017/0045596中已知使用级联的h桥。这允许通过h桥来分配电力需求。此外，有效开关频率和开关电平的数量都增加了。从us 2018/0231623中进一步了解到，通过耦合的电感器来并联耦合两个级联h桥逆变器堆栈。
5.然而，h桥拓扑结构会经历死区时间(或消隐时间)效应。死区时间是指顶部开关和底部开关(换句话说：一条支路的所有开关)都被命令关闭的时间。增加这个死区时间是为了防止在转变期间电压源短路(击穿)，并为由于开关的导通和关断延迟造成的交叉传导创造余量。由于死区时间上所需的余量，存在单个开关支路的顶部和底部开关都关闭的时刻。在该时间期间，h桥的输出电压由每个开关支路中电流的符号决定，因为这决定了哪些并联二极管将导通。这种取决于电流的输出电压对转换器输出信号的质量有负面影响。这种影响还在输出电压/电流对变化的控制信号的响应中产生死区，特别是在低负载电流下。当使用多个h桥单元时，由于每个h桥单元都需要一定的死区时间，死区时间的影响变得更大。由于在低输出电流下存在死区，因此输出电流难以控制，输出质量较差，并且负载电流与参考信号之间存在较大误差。
6.us 2017/00445596描述了通过在h桥的开关支路的中心注入偏置电流来克服死区时间效应。注入的偏置电流在低输出电流水平下迫使电流的方向通过开关，从而在这些低电流下产生定义良好的开关转变。因此，死区时间效应被转移到更高的正负负载电流上，该效应通过控制器来减小和补偿。这种方法的一个缺点是每个半h桥都需要附加的辅助电路。这增加了硬件的复杂性、部件的数量、部件失效的概率和放大器的成本。


技术实现要素：

7.本发明的目的是提供一种电力转换器，其具有至少与现有技术的电力转换器相同且有利地改进的性能，特别是在低输出电流电平下。本发明的目的是以更少的硬件和/或以更低的成本实现这种同等或改进的性能。
8.根据本发明的第一方面，因此提供了一种如所附权利要求中阐述的电力转换器。
9.根据本发明的电力转换器包括第一堆栈。该第一堆栈包括布置在串联级联的一个或多个第一h桥中的多个可控功率开关。该一个或多个第一h桥可以是至少一个全h桥或多个半h桥、或两者的组合。
10.根据本发明，该电力转换器包括第二堆栈。该第二堆栈包括布置在串联级联的一个或多个第二h桥中的多个可控功率开关。该一个或多个第二h桥可以是至少一个全h桥或多个半h桥、或两者的组合。根据本发明，该第一堆栈和该第二堆栈通过电感部件并联连接。该电感部件可以以各种方式实施。在一个特别有利的方式中，该电感部件包括至少一个耦合电感器。
11.与us 2017/00445596的转换器相比，根据本发明的电力转换器允许进一步减少死区时间效应，因为它可以将功率开关的死区时间效应转移到甚至更高的输出电流电平，其中的操作问题更少。另外，以更少的硬件获得了改进的操作性能，从而降低了硬件复杂度，这也降低了制造成本。
12.该电力转换器包括控制器，该控制器可操作地耦合到该第一堆栈和该第二堆栈的多个可控功率开关。该控制器被配置为以交错的方式操作该第一全h桥和/或半h桥和该第二全h桥和/或半h桥。这进一步允许增加电压电平的数量和有效的开关频率，从而减少纹波。该控制器被配置为通过脉冲宽度调制(pwm)方案操作该第一堆栈和该第二堆栈的多个可控功率开关，该脉冲宽度调制方案定义设置该第一堆栈和该第二堆栈的共模电压电平的调制参数。因此，在本发明的电力转换器中应用的交错方式被配置为调整应用于如本文所述的第一堆栈和第二堆栈的调制参数，比如占空比。将调制参数应用于脉冲宽度调制控制信号以调节每个h桥的输出电压。
13.根据本发明，该pwm方案实施选择性地调整该第一和该第二全h桥和/或半h桥的pwm控制信号中的调制参数的偏移量，从而允许控制在该第一堆栈与该第二堆栈之间流动的差模电流。该pwm方案被配置为通过在布置在该第一堆栈和该第二堆栈中对应位置处的第一和第二全h桥和/或半h桥之间交替地加减该偏移量来选择性地调整该调制参数。这样的pwm方案允许在全h桥和/或半h桥的开关的开关事件产生非零循环电流。结果，死区时间效应在开关事件中得以消除或至少减少，并获得改进的电力转换器的软开关行为。
14.根据本发明的第二方面，提供了一种用于磁共振成像装置的梯度放大器，该梯度放大器包括根据该第一方面的电力转换器。
15.根据本发明的第三方面，提供了一种磁共振成像装置，该磁共振成像装置包括梯度线圈和根据该第一方面的电力转换器。该电力转换器可操作地耦合到该梯度线圈。
16.根据本发明的第四方面，提供了一种如所附权利要求中所述的操作电力转换器的方法。
17.在下文和从属权利要求中阐述了进一步的有利方面。
附图说明
18.现在将参考附图更详细地描述本发明的方面，其中，相同的附图标记展示了相同的特征，并且在附图中：
19.图1表示根据本发明的电力转换器的拓扑结构；
20.图2表示在图1的电力转换器中使用的功率堆栈的拓扑结构；
21.图3表示根据本发明的两个并联功率堆栈之间的电感耦合的第一实施例；
22.图4表示图3拓扑结构的共模电流的等效电路；
23.图5表示图3拓扑结构的差模电流的等效电路；
24.图6表示根据本发明的两个并联功率堆栈之间的电感耦合的第二实施例；
25.图7表示图6拓扑结构的共模电流的等效电路；
26.图8表示图6拓扑结构的差模电流的等效电路；
27.图9表示使用耦合电感器的根据本发明的两个并联功率堆栈之间的电感耦合的第三实施例；
28.图10表示在变压器的辅助下实现的图9中使用的耦合电感器的布局；
29.图11表示图10的耦合电感器的等效电路；
30.图12表示图9拓扑结构的共模电流的等效电路；
31.图13表示图9拓扑结构的差模电流的等效电路；
32.图14表示根据本发明的电力转换器的另一拓扑结构；
33.图15表示图14的电力转换器的框图；
34.图16表示用于控制本发明的电力转换器的控制结构的示意图；
35.图17表示图14的电力转换器的功率堆栈的框图；
36.图18表示图14的电力转换器的第一pwm方案实施方式，其示出这两个功率堆栈的h桥的电压电平、输出电压、以及在这些功率堆栈之间循环的差模电流；
37.图19表示图14的电力转换器的第二pwm方案实施方式，其示出这两个功率堆栈的h桥的电压电平、输出电压、以及在这些功率堆栈之间循环的差模电流；
38.图20表示三种系统架构(如上面的背景技术部分所述的注入和不注入偏置电流的现有技术和根据本发明的架构)在稳定状态下的关于调制参数d
com
的pwm脉冲上升沿和下降沿的软开关区域的图形可视化。为了简单起见，脉冲长度没有关于d
com
成比例地绘制，只有上升沿和下降沿。
具体实施方式
39.参考图1，根据本发明的电力转换器的一种可能的拓扑结构包括功率级11、以及耦合在功率级11与负载9之间的输出滤波器12。功率级11包括一对功率堆栈131、132。
40.更详细地参考图2，图1的功率级11的每个功率堆栈131、132包括多个h桥15。每个h桥15包括布置在两个开关支路151、152中的功率开关s1至s4，比如igbt开关。每个开关支路包括两个串联的功率开关。二极管d1至d4与相应开关s1
‑
s4反并联耦合。替代性地，可以使用半h桥来代替全h桥15。每个h桥15连接到电压源16，特别是dc电压源，有利地连接到提供稳定总线电压v
bus
的隔离式dc
‑
dc转换器。电容器缓冲器161有利地与电压源16并联耦合，以对抗(counter)突然的功率需求。开关s1
‑
s4有利地通过适合于h桥的脉冲宽度调制方案(例
如，单极或双极pwm)来控制，如下文将进一步解释的。
41.每个h桥15可以在
‑
v
bus
、0v和+v
bus
之间切换其输出电压v
snh
。功率堆栈内的h桥15是级联的，使得h桥的输出串联连接在输出端子133与134之间。在单个功率堆栈131、132内级联h桥15使得将所有h桥的输出v
snh1...n
分别组合到功率堆栈131、132的一个输出电压v
sn1
、v
sn2
。功率堆栈输出电压v
sn1
、v
sn2
的输出范围从
‑
nv
bus
到+nv
bus
，其增量为v
bus
，其中，n是级联h桥的数量。
42.回到图1，这两个功率堆栈131、132通过电感部件14并联耦合。有利地，每个堆栈被配置为提供一半的输出功率，因此获得输出功率所需的功率分量可以在这两个堆栈上平均分配。在操作期间，这些功率堆栈有时具有相同的输出电压，有时具有电压差。这两个功率堆栈131、132之间的输出电压差导致循环电流i
diff
(差模电流)在这两个功率堆栈之间流动。为了产生受控电流并在开关期间保持该电流，在功率堆栈131、132之间添加的电感部件14将在功率堆栈之间存在电压差的情况下限制电流的上升和下降。另外，在没有施加电压差时保持共模电流i
dm
。
43.该电感部件14可以以各种方式实施。第一种可能的实施方式如图3中所示。电感部件包括两个电感器141、142，它们对称地耦合在相应的功率堆栈131、132与输出端子111之间。共模电流和差模电流的等效电路分别在图4和图5中表示。
44.第二种可能的实施方式在图6中表示。图6的电感部件与图3的电感部件的不同之处在于第三电感器140并联耦合到电感器141和142。通过这样做，从差模的角度来看，电感减小。共模电流和差模电流的等效电路分别在图7和图8中表示。
45.第三种可能的实施方式在图9中表示，其中，电感部件14是耦合电感器。耦合电感器一般是指一对磁耦合的电感器141、142，它们的一个端子在彼此之间短路。图10示出了借助变压器的耦合电感器的可能实施方式。电感器141形成初级绕组，并且电感器142形成次级绕组，它们通过变压器芯148磁耦合。初级绕组141的一个端子144和次级绕组142的一个端子146彼此电连接并电连接到输出端子147。图11示出图10的耦合电感器的等效电路，其中l是指初级绕组的电感，其有利地与次级绕组的电感相同，并且l是指互感系数。共模电流和差模电流的等效电路分别在图12和图13中表示。在共模中只有漏电感l
leak
出现，而在差模中只有磁化电感l
ma
通过差分电流可见。
46.通过将这两个功率堆栈通过电感部件并联耦合，得到能够在不影响输出电流或电压的情况下将电流循环通过该功率堆栈的拓扑。因此，当输出电流i
dm
必须变低时，电流i
diff
在功率堆栈131与132之间“循环”，从而保证了定义良好的开关转变。另外，通过取v
sn1
和v
sn2
的平均值，开关电平的数量几乎可以翻倍到4n+1。
47.功率堆栈131、132的操作还有利地交错，导致输出电压v
sn
的有效开关频率加倍。
48.参考图14，描绘了替代功率级21，其与图1的功率级11的不同之处在于在功率堆栈131与功率堆栈132的回路中添加了第二电感部件24。电感部件14耦合在功率堆栈131、132的上输出端子之间，而第二电感部件24耦合在功率堆栈的下输出端子之间。相比之下，在图1中，功率堆栈131、132的下输出端子连接至地。电感部件14和24可以相同。
49.在功率级11和21的输出端子110
‑
111处施加的输出电压v
sn
有利地在施加到负载9之前由输出滤波器12滤波。输出滤波器12可以是无源二阶lc低通滤波器。这得到施加到负载9的平滑输出电压v
out
。
50.参考图15，电力转换器10包括控制器17。控制器17可操作地连接到每个功率堆栈131、132的h桥15。有利地，每个h桥的功率开关s1
‑
s4是可控功率开关，并且它们的操作由控制器17控制，该控制器有利地实施pwm方案，特别是通过单极pwm方案。该控制器可以进一步耦合到输出滤波器12，例如用于测量功率级11、21的输出电流和/或输出电压。替代性地或者另外，可以在电力转换器的输出处提供电压和/或电流传感器171，并将其耦合到控制器17。
51.电力转换器10可以包括耦合到外部电源以接收功率的ac到dc转换器18。该ac到dc转换器向隔离式dc
‑
dc转换器16供电。
52.控制器17有利地操作h桥15的功率开关，从而交错功率堆栈131和132的输出。这增加了开关电平的数量和有效开关频率。
53.控制器17有利地实施用于操作h桥15的功率开关s1
‑
s4的pwm方案。该pwm方案有利地基于单极脉冲宽度调制。功率堆栈131、132的每个h桥15有利地具有其自己的pwm载波。这些pwm载波可以具有相同的波形但会存在相移。一种有利的pwm方案分别实施功率堆栈131、132的调制参数d
a
和d
b
。这些调制参数可以指该pwm方案的占空比。这意味着功率堆栈131、132的输出电压可以分别定义为v
h1
＝d
a
nv
bus
和vh2＝d
b
nv
bus
，其中，v
bus
是dc
‑
dc转换器16的输出电压，并且n是在功率堆栈内的级联h桥15的数量，其中，n是偶数或有利地是奇数。
54.在控制器17的一个可能的控制实施方式中，功率堆栈131、132被视为例如在上一段落中所述的电压源，它们被集成在功率级和输出滤波器的状态空间模型中。这样的状态空间模型可以具有调制参数d
a
和d
b
作为输入以及如图1中所定义的电流i
load
和i
diff
作为输出。在一种替代性控制实施方式中，调制参数被重新定义为d
a
＝d
com
+d
diff
和d
b
＝d
com
‑
d
diff
。可以看出，通过这样做，调制参数d
com
可以用于控制输出电流i
load
，而d
diff
可以用于控制循环电流(差模电流)i
diff
。
55.参考图16，控制器17可以实施控制方案170，该控制方案包括反馈环路控制器173，用于例如基于通过例如传感器171对i
load
的感测来控制将施加到负载9的参考电流i
ref
。反馈环路控制器173有利地提供d
com
的参考值。
56.有利地，控制方案170包括第二控制器174，该第二控制器用于通过调节调制参数d
diff
来控制循环电流i
diff
。第二控制器174被配置为确保i
diff
保持在边界内，以防止对功率堆栈和电感部件的损坏。第二控制器可以使用基于循环电流i
diff
的测量值和/或估计值的经典控制策略。举例来讲，第二控制器174可以确定循环电流i
diff
的理想值并相应地调整调制参数d
diff
。
57.从控制器173、174输出的调制参数d
com
和d
diff
的参考值被馈送到pwm模块175，该pwm模块产生施加到功率堆栈131、132的h桥15的功率开关s1
‑
s4的pwm控制信号。
58.通过调制参数d
com
来调节输出电压v
sn
的电压电平。举例来讲，调制参数d
com
可以例如被设置为在
‑
1至+1之间变化。这意味着，当d
com
被设置为0时，v
sn
也将为0；当d
com
被设置为0.5时，v
sn
将被设置为最大输出电压的一半等。
59.有利地，pwm模块175针对每个h桥15向d
com
实施偏移量d
offset
，以允许除了调制参数d
diff
之外或作为替代来控制在这两个功率堆栈131与132之间流动的循环电流(差模电流)i
diff
。
60.有利地，偏移量参数d
offset
具有固定值。有利地，d
offset
＝1/(2*n)，其中n是级联h桥
的数量。这允许发生所需的交错量。
61.替代性地，d
offset
的值可以是可变的，例如，它可以取决于调制参数d
com
的值，或者它可以取决于循环电流的幅度。有利地，偏移量d
offset
的幅度取决于调制参数d
com
。举例来讲，偏移量d
offset
被选择为使得d
com
和d
offset
之和在绝对值上永远不会超过1。这在d
com
的边界处(例如，范围极限+1和
‑
1附近)尤其相关。在d
com
的范围极限处，例如，d
com
＝+1和
‑
1处，偏移量d
offset
有利地为零。举例来讲，在d
com
处于
‑
1+x和+1
‑
x之间时，d
offset
可以具有恒定值x，并且在d
com
的范围介于
‑
1至
‑
1+x之间以及+1
‑
x至+1之间时逐渐向0减小，使得这两者之和在绝对值上永远不会超过1。有利地，如上所定义的x＝1/(2*n)允许有效开关频率加倍。
62.也可以使d
offset
的值(幅度)在布置在这两个功率堆栈131和132中的对应位置处的h桥(称为h桥对)之间改变，即，向h桥对内的这两个h桥施加不同的偏移量(幅度)。替代性地或者另外，也可以使d
offset
的值(幅度)在相同功率堆栈131、132的h桥之间改变。
63.有利地，以时变方式将偏移量d
offset
应用于d
com
。有利地，偏移量d
offset
以相反的方式应用于这两个功率堆栈131、132的对应h桥，特别是通过对于一个h桥将d
offset
与d
com
相加，而对于另一个功率堆栈的对应h桥从d
com
减去d
offset
。为此，有利地，这两个功率栈中的每一个包括相等且有利地奇数个级联h桥。替代性地，该偏移量d
offset
可以根据pwm载波而施加到每个h桥15。在pwm载波的斜升期间，偏移量d
offset
可以是正的，而在相应h桥的pwm载波的斜降期间，偏移量d
offset
可以是负的，但在幅度上可能相等。
64.在一个示例实施方式中，这两个功率堆栈131与132之间的对应h桥15被认为形成h桥对，如图17中所示。h桥被示意性地绘制为第一功率堆栈131的源v
h11
‑
v
h1n
和第二功率堆栈132的源v
h21
‑
v
h2n
。第一h桥v
h11
和v
h21
被认为是第一对，第二h桥v
h12
和v
h22
被认为是第二对，等等。该偏移量d
offset
有利地以互补的方式应用于每一对(v
h11
，v
h21
)、(v
h12
，v
h22
)、
…
、(v
h1n
，v
h2n
)。举例来讲，对于v
h11
，偏移量d
offset
被加到d
com
，而在该对的另一个h桥v
h21
中，从d
com
减去偏移量d
offset
。因此，所得到的应用于v
h11
的调制参数为：d
vh11
＝d
com
+d
offset
，并且所得到的应用于v
h21
的调制参数为：d
vh21
＝d
com
‑
d
offset
。另外，偏移量d
offset
有利地在不同的h桥对之间交替。然而，另外，在每个周期之后，该偏移量有利地在同一对内的h桥之间交替。当pwm载波在一对h桥之间适当交错时(比如当使用相同的pwm载波时，其在一对h桥之间相移180
°
)，可以实现这一点，并且偏移量d
offset
是正还是负分别取决于pwm载波是斜升还是斜降。
65.图18和图19示出了本发明的两个示例实施方式的不同h桥的输出和所产生的循环电流。在图18中，n＝5，d
com
＝0并且d
offset
＝0.1。在图19中，n＝5，d
com
＝0.05并且d
offset
＝0.1。从图18中可以看出，未在v
sn
上施加电压，而存在循环电流i
diff
在堆栈之间循环。在图19中可以看出，v
sn
的有效开关频率相对于v
sn1
和v
sn2
的有效开关频率加倍，而在v
sn
上存在等于总线电压一半的电压纹波。
66.从附图中可以清楚地看出本发明的一个主要优点。从图18和图19中可以看出，循环电流(差模电流)i
diff
在低输出电压电平下较大。此外，在桥的开关瞬间，循环电流i
diff
为非零。开关瞬间由图18和图19中的竖直虚线表示，并且可以看出，这些虚线在非零值处与i
diff
相交。结果，死区时间效应被消除或至少减小，特别是在低输出电流值下。这使得在这些低输出电流电平下具有定义良好的软开关行为。在图18和图19中可以看到本发明的pwm方案的另一个效果，即i
diff
在v
diff
的上升斜坡处为负，在v
diff
的下降斜坡处为正。
67.循环电流的幅度可能会进一步受到耦合电感器的电感l
ma
的影响。通过适当选择电
感l
ma
，可以实现当调制参数d
com
为零时，循环电流足够大。
68.应用偏移量d
offset
可能使调制参数d
diff
的使用变得多余，并且该调制参数可能不会实施。替代性地，调制参数d
diff
有利地在“正常
″
操作条件下设置为0，并且仅在故障条件发生时才被调节，特别是当循环电流在动态行为期间漂移时，例如，循环电流i
diff
的平均值超过预定阈值。调制参数d
diff
可以被调整以使平均循环电流回到零。
69.通过实施如上的pwm方案，观察到即使当调制参数d
com
为0(见图18)时也会发生定义良好的软开关转变。此外，由于有效开关频率的增加，以及由于级联双功率堆栈拓扑而产生的附加开关电平，本发明的电力转换器允许减小输出电流和电压上的纹波。
70.参考图20，直观地表示了根据本发明的pwm方案的软开关行为与两种现有功率转换器技术架构的比较：第一种被命名为
‘
原始’，如us 2017/0045596中所述，但没有偏置电流注入，第二种被命名为
‘
原始+bci’，具有偏置电流注入，如us 2017/0045596中所述。可以看出，与现有技术架构相比，在更宽的输出电流范围内出现定义良好的软开关行为，但特别地，在当前提出的pwm方案中，在低输出电流下存在定义良好的上升沿和下降沿软开关。
71.可以方便地注意到，本发明设想了包括两个以上堆栈的电力转换器，这些堆栈通过诸如耦合电感器等电感部件并联耦合。在这种情况下，电感部件可以包括用于每个堆栈的电感元件，并且这些电感元件彼此电感耦合。